1 引 言
隨著微機與數傳設備的發展，調制解調器的傳輸速率越來越高，品種也越來越多。
由于電話系統的頻帶寬度很窄，而數字信息的矩形波內有很豐富的諧波含量，直接將其在電話線上傳輸，在接收端勢必造成較大的信號畸變。使用調制解調器將模擬載波加以調制，便可以解決長距離傳輸、抗干擾等問題。
電力系統生產調度自動化的迅速發展，尤其是近些年來微機遠動在電力系統中的廣泛應用，對各數傳設備的傳輸性能、指標提出了更高的要求。
由于技術、經濟原因，我國電力系統目前的情況是大部分的地區仍以電力線載波為主要通信手段。為了節省寶貴的頻率資源，各地區都配置了大量的復用電力線載波機，利用載波機的上音頻來傳送數據信息，但在標準上音頻1kHz的帶寬內，一般傳輸速率為300bit／s～600bit／s，當以1200bit／s速率傳輸數據信息時，則要占據整個話帶（300Hz～3400Hz）。隨著計算機技術在電力系統中的廣泛應用，要處理和傳送的數據急劇增加，以前的低速調制解調器難以適應數據傳輸的要求，必須研制高速可靠的1200bit／s的電力線載波用的上音頻復用的調制解調器。
2 AM7911調制解調器原理
本文介紹一種美國Advanced Micro Devices公司生產的AM7911調制解調器專用芯片。
2．1 AM7911芯片的原理
AM7911芯片原理框圖如圖1所示。
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2．2 由AM7911為主體組成1200 bit／s的MODEM
MODEM原理圖如圖2所示，JC2是AM7911芯片，它是雙列直插式的28腳封裝，±5V供電，數字輸入輸出為標準TTL電平，調制輸出最高電平在600Ω時為－3dB，解調接收靈敏度最弱信號為－43dB，支持300 bit／s，600 bit／s，1200bit／s二線半雙工和四線全雙工。
當請求發送RTS及數據終端DTR準備好時，打開TXD接口。此時將計算機發出的控制移頻信號（“0”表示傳號，“1”表示空號），通過JC3電平轉換，去控制AM7911發出載頻信號及移頻信號，并由C6，R4耦合到JC4進行放大后，再由T1變量器發送調頻信號。
當T2變量器接收到載頻信號，延遲一個時刻給出“1”信號，打開接收數據口，在收到對方發出的調頻信號后，經JC7放大，再由JC6等器件所組成的有源濾波器將無用邊帶及噪聲源扼制掉，有用的調頻信號傳輸到AM7911解調器，經解調后，將數據信號傳輸到RXD接口至計算機。
2．3 AM7911各引腳功能
AM7911各引腳功能如下：引腳1是RING振鈴信號輸入，用于自動應答；引腳2是＋5V電源；引腳3是復位；引腳4是－5V電源；引腳5是調制波輸入；引腳6、7是阻容回路，決定片內A／D轉換速度；引腳8是調制波輸出；引腳9是模擬地；引腳10是要發送的串行數字信號輸入；引腳12是請求發送；引腳13是準備發送；引腳16是數據終端準備就緒；引腳17、18、19、20、21組成五位二進制共32種通信模式選擇；引腳22是數字地；引腳23、24是晶振接入；引腳25是載
波檢測；引腳26是解調數字輸出。
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其余的11、14、15、27、28引腳分別為二線半雙工時，低速后備通道（逆向）的請求發送，準備發送，解調數字輸出，載波檢測，和數字發送輸入。
3 功能的擴展
3．1 技術要求
AM7911有以下技術要求：符合CCITTV．32標準；通信方式：四線，全雙工；調制方式：FSK；工作方式：異步；接口：RC－232－C；傳輸速率：1200bit／s；通信線路特性阻抗：600Ω平衡式；回波損耗：≥14dB；發送電平：－20dB～3dB／600Ω連續可調；接收電平：≥－40dB／600Ω；誤碼率：在信號、噪聲比為16dB時，誤碼率不大于1×10－5。
因國情不同，美國廠商只考慮在全話路情況下使用，而我國電力系統目前的情況是大部分的地區仍以電力線載波為主要通信手段，為了節省寶貴的頻率資源，各地區都配置了大量的復用電力載波機，利用載波機的上音頻來傳送數據信息。這就使我們考慮能否擴展AM7911的功能，使其中心頻率移到上音頻（2400Hz～3840Hz）帶內，以充分發揮單片MODEM AM7911高可靠性的優點，經過理論計算和實測試驗，證明可行。
顯然，同一模式下，芯片內部對時鐘的分頻比是固定的，要使中心頻率fZ向高端移動，必需提高晶振頻率，在提高晶振頻率的同時，頻偏也會按比例增大，若要在上音頻段以1200波特速率傳輸，本人認為宜采用原來1200 bit／s的模式。表1所列出的是AM7911芯片在1200 bit／s下兩種模式的參數。
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根據部頒標準，上音頻通道中心頻率在300bit/s和600bit／s時為＝2880Hz。
目前國內市場已有中心頻率為3000Hz，考慮到兼容性我們將3000Hz選為1200波特速率下的中心頻率。
設，原來的晶振頻率為X0＝2457．6kHz，原來的中心頻率為fZ，上音頻的中心頻率為，求在上音頻段內1200bit／s下的新晶振頻率。即：
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用上面計算出的相應晶振接入23、24兩腳，調整相應負載電容C1、C2和C3、C4之值，便可獲得滿意結果。
國際標準中，300bit／s下的頻偏通常為±100Hz，600bit／s下的頻偏通常為±200Hz，1200bit／s下的頻偏通常為±400Hz，考慮到上音頻帶寬僅為1440Hz，最好不要超過±400Hz。
3．2 設計
我們對以下兩種通信模式進行了設計：（1）通信模式1：
MC1 MC2 MC3 MC4 MC
0 0 1 1 1
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4 帶寬計算
4．1 相位不連續FSK信號的功率譜
FSK信號的功率譜由連續譜和離散譜組成。其中連續譜由兩個雙邊帶疊加而成，而離散譜則出現在兩個載頻位置上。
兩個載頻之差較小，比如小于fS，則連續譜出現單峰，若兩個載頻之差逐漸增大，即f1與f2的距離增加，則連續譜將出現雙峰，這點從圖3可看得清楚些。
由上面兩個特點看到，傳輸FSK信號所需的頻帶
Δf＝｜f2－f1｜＋2fs。
圖3是相位不連續FSK信號功率譜密度圖，圖中的譜高度是示意的，且只畫了正頻率部分，負頻率部分應與其對稱。
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4．2 所需帶寬
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根據上述計算，我們在非標準復用通道（2400Hz～3840Hz）上使用第二種通信模式進行1200bit／s的傳輸，工作穩定，誤碼率達到1×10－5。
5 評 價
邊頻的理論計算值與實測值最多相差0．5dB，頻率的穩定性也非常好，雖然與現有國產調制解調器的上下邊頻不完全吻合，但由實際解調回路的捕捉帶寬起碼在100Hz以上（事實上，必須在有效帶寬范圍內都能響應，才能利用邊帶中的信息解調出數字信號，這是香農定理的基本推論之一），因此，工作效果十分理想。