0 引言
開關電源的發展趨勢是高頻、高功率密度、高效率、模塊化以及低的電磁干擾(EMI)等，但傳統的硬開關變換器不僅存在嚴重的電磁干擾(EMI)，而且功率管的開關損耗限制了開關頻率的提高，軟開關應運而生。目前實現軟開關主要有兩種方法：一為零電壓(ZVS)開關，另一種為零電流(ZCS)開關。
全橋DC／DC變換器廣泛應用于中大功率的場合。根據其輸入端為電容或者是電感，全橋變換器可分為電流型和電壓型兩種。過去的數十年問，電壓型全橋變換器的軟開關技術得到深入研究。而電流型卻沒有得到足夠的重視。事實上，電流型變換器具有很多的優點。最顯著的優點之一是在多路輸出的應用場合中，它相當于將濾波電感放置于變壓器的原邊，因而整個電路僅需要這一個電感。
本文提出了一個采用移相控制的新型電流型全橋變換器，引入輔助電路來幫助兩個上管實現零電壓工作，利用變換器的寄生參數(變壓器的漏感)來實現兩個下管零電流工作。分析了它的工作原理以及實現軟開關的條件，并最終在Pspice仿真中驗證了理論的正確性。
l 工作原理
圖l所示為本人所提出的電流型移相控制PWM DC／DC全橋變換器。Lin為輸入電感，Llk為變壓器的漏感，CS1、CS2是和兩個上管VT1、VT2并聯的電容，VTa1、VTa2是輔助開關，Lrl、Lr2是諧振電感。
該變換器一個周期內共有十個開關模態，為了便于分析，我們作如下假設：
a．所有電感、電容、開關管和變壓器均為理想器件。
b．輸入電感Lin足夠大，在一個開關周期中，輸入電流Iin基本上可視為不變。
c．輸出電容Co足夠大，在一個開關周期中，輸出電壓Uo基本上可視為不變；
d．輸入電感Lin遠大于諧振電感Llk.
e. 特征阻抗
諧振角頻率
為變壓器的變化。
各主要變量波形如圖2所示，各開關模態的等效電路如圖3所示。
1)開關模態l[t0～t1]
t0時刻以前，原邊電流通過主開關管VT2和VT4，負載由輸出電容供電，如圖3(a)所示。t1時刻，輔助開關管VTa1打開，CS2和Lr1開始諧振，如圖3(b)所示，諧振電容電壓的表達式為(初始電壓為UCSl)：
經過半個諧振周期，電感電流為0，諧振電容電壓變為一UCS1，故該模態持續時間：
此時，VTa1可以零電流關斷。
2)開關模態2[t1～t2]
t1時刻，由于并聯電容的存在，VT2可以零電壓關斷。如圖3(c)所示，輸入電流通過CS1，漏感Llk，變壓器的原邊以及VT4,CS1電壓的表達式為：
副邊電流通過VD1和VD4。t2時刻，電容兩端電壓降至為0，該模態持續時間：
3)開關模態3[t2～t3]
t2時刻，VT1零電壓開通，如圖3(d)所示，這期間該變換器像傳統結構一樣向負載供電。
4)開關模態4[t3～t4]
t3時刻，開通VT3，如圖3(e)所示。VT3的電流開始線性增加，VT4的電流線性減小。表達式為：
t4時刻，VT3的電流上升至輸入電流，VT4的電流減小到0，該模態的持續時間：
可見，VT3是零電流開通，VT4是零電流關斷的。
5)開關模態5[t4～t5]
輸入電流通過VT1和VT3，負載由輸出電容供電，如圖3(f)所示。變換器開始另一半周期的工作。
2 實現軟開關的條件
由以上工作原理的分析，我們可知，變換器順利實現軟開關必須滿足以下條件：
(1)VT1和VT2必須有死區時間，且該死區時間不能太大，否則其并聯電容將被正向充電，以至零電壓丟失。以前文分析的半個周期為例，VT2關閉后的死區時間不能太大以至于VT1的并聯電容重新被正向充電，那么由式(5)可得，死區時間應該滿足
(2)VT3和VT4的重疊時間要足夠大，以保證兩個下管的電流可以順利轉換。以前文分析的半個周期為例，重疊時間內應該要保證VT4的電流順利降為0，VT3順利的上升至輸入電流Iin。則由(8)式可得，重疊時間應該滿足
3 仿真結果及分析
為了驗證文本提出的變換器的原理，在Pspice里設計了一個50kHZ的模型進行驗證。輸入電流為Iin=10A，輸出電壓Uo=325V。一個周期內各仿真波形如圖4所示。(a)圖所示為主開關管VT1的電壓電流波形，從圖上我們可以看出VT1可以零電壓開通和關斷。由于IGBT有拖尾電流效應，因而實際中兩個上管可以用MOS管來代替IGBT；(b)圖所示為主開關管VT3的電壓電流波形，可見VT3順利的實現零電流開通和關斷；(c)圖為輔助開關VTa1的電壓電流波形，由于輔助電路引入諧振來幫助主開關管實現零電壓，因而它是可以零電流工作的，不會給變換器增加額外的損耗。
4 結束語
本文提出了一種新型的移相控制電流型全橋PWM DC／DC變換器結構。該結構利用輔助網絡來幫助兩個上管實現零電壓工作，利用變壓器的漏感來實現兩個下管零電流工作。最后的仿真也證明了理論的正確性。由于結構上的特性，該變換器在多路輸出的應用中有更獨特的效果。