準諧振（QR） 開關(guān)型電源（SMPS）的主要特點是輸入電壓變化時的頻率變動。
　　對于一個反激電源，其輸出端提供的功率遵循以下等式： 

　　其中： L_P 是初級電感， I_P 是初級峰值電流，F(xiàn)_SW 是開關(guān)頻率，而h則為效率。
　　因為 L_P 和 h 是固定的，因而當開關(guān)頻率FSW變化時， I_P  必須反向改變才能維持恒定的功率輸出。當輸入電壓V_IN升高時，F(xiàn)_SW也增加： 因此，I_P  需要根據(jù)反饋環(huán)路的要求相應(yīng)減小。在寬范圍的電源應(yīng)用中，要獲得恒定的輸出功率，當輸入電壓從高到低變化時，峰值電流幾乎要增加一倍。但是QR控制器只有過流保護的特性，這是結(jié)構(gòu)問題的一部分：對峰值電流進行監(jiān)視，當達到最大允許值時，控制器電路會檢測到過載。但是，如果電源設(shè)計為在最低輸入電壓（最壞情況）條件下提供額定輸出功率，那么在較高的輸入電壓下電源將要提供更多的功率（比寬范圍電源應(yīng)用的需要高三倍以上）。這是反激等式的后果。
　　補償這種效應(yīng)的經(jīng)典方法是在電流檢測引腳上建立一個偏置，它會以輸入電壓V_IN的函數(shù)補償峰值電流的變化。這可以通過從高壓電源到電流檢測信息端連接一個補償電阻來實現(xiàn)（參見圖1a）：這一技術(shù)叫做過載保護。

圖1a，OPP的標準解決方案

　　然而這種方案并非經(jīng)常可行：CS引腳可能要用于另一功能，或者為了抑制噪聲引腳電阻必須保持在較低狀態(tài)，這就強迫使與電流檢測信息端串連的電阻（R_CS）采用低值，要求一個低補償電阻R_COMP，浪費了許多功率：當目標為低待機功率時，這種解決方案不可接受。
　　為了解決這個問題，可以使用輸入電壓的一部分，以便降低R_COMP上的電壓降：那么，就可以忽略浪費在電阻上的功率。
　　這可以用輔助繞組的正向電壓來實現(xiàn)：在正激繞組上，在導通時間內(nèi)存在一個正比于V_IN的電壓。大多數(shù)時間里，反激輔助繞組已經(jīng)供電給控制器，同時也檢測磁心去磁：通過改變繞組的配置，可以產(chǎn)生反激信息用于去磁檢測（在關(guān)閉時間內(nèi)），并且在同一個繞組上結(jié)合正激信息用于過載補償（在導通時間內(nèi)）。在輔助繞組中串聯(lián)一個二極管，我們可以獲得正向電壓（參見圖1b）。這個正向電壓和N.V_IN成正比（N是初級繞組和輔助繞組之間的匝數(shù)比）。增加R_FWD以在正激工作中提供反向電流。

圖1b，實際電路，減小補償損失

　　知道正向電壓和串連電阻R_CS的值以后，計算在高輸入電壓時建立對電流檢測信號預(yù)期的偏置所需的補償電阻R_COMP的值就變得較為簡單了。
　　在安森美半導體NCP1207的演示板上還裝有D11N4448二極管，R_CS=680Ω，R_COMP=18kΩ,R_FWD=4.7kΩ,對于100Vdc保護在60W觸發(fā)，對于365Vdc保護在70W觸發(fā)，而沒有補償時，100Vdc為55W，365Vdc為165W（參見圖2）。

圖 2，補償措施應(yīng)用于QR控制器時提供的最大輸出功率和 VIN 的關(guān)系

　　圖3和圖4明確顯示了補償?shù)男Ч瑑蓤D在相同的負載條件下測得。高線電壓時有一個較大的附加補償偏移量（圖3），而低線電壓時偏移量可忽略（圖4）。

圖3，VIN = 365Vdc時的線路電壓補償


圖 4，VIN = 100Vdc時的線路電壓補償