1 引言
在計算機、通信、航空航天等許多領域，開關電源以其體積小、重量輕、效率高等優點逐步取代了傳統的線性電源。移相全橋零電壓開關PWM變換器結合了零電壓開關準諧振技術和傳統PWM技術兩者的優點，工作頻率固定，在換相過程中利用LC諧振使器件零電壓開關，其控制簡單、開關損耗小、可靠性高，已經普遍的應用在中大功率應用場合中,但這種變換器普遍存在著橋臂直通問題，本文分析了橋臂直通問題產生的一個容易被忽略的原因，并且提出了解決方案。
全橋變換器的電路結構如圖1所示，其中，D1~D4分別是開關管VT1~VT4的內部寄生二極管，C1~C4分別是開關管VT1~VT4的內部寄生電容或外接電容。Lr是諧振電感，它包括了變壓器的漏感。每個橋臂的兩個功率管成180°互補導通，兩個橋臂的導通角相差一個相位，即相位角，通過調節移相角的大小來調節輸出電壓。VT1和VT3分別超前于VT2和VT4一個相位，稱VT1和VT3組成的橋臂為超前橋臂，VT2和VT4組成的橋臂為滯后橋臂。
圖1 移相控制ZVS PWM DC/DC全橋變換器的主電路
對于全橋變換器的ZVS移相控制方式超前臂的ZVS實現較為容易，滯后臂的ZVS較為困難。全橋電路在一個周期內的整個工作過程請參考文獻[1]。本文僅對實際設計時所遇到的問題做詳細的分析。問題產生的原因是超前橋臂和滯后橋臂的工作機理不同，在超前橋臂開關管開關的過程中，輸出濾波電感是參與能量的轉換，相當于恒流源，而滯后橋臂開關管開關的過程中，變壓器處于短路狀態，因此參與諧振的能量很小，導致失去零壓條件。當滯后臂的開關管VT4關斷后，C4電壓增加，VAB=-VC4，VAB為負電壓，使DR2也導通，將變壓器付邊短接，變壓器原邊電壓為零，VAB電壓全部加在漏感和諧振電感上，使原邊電流ip減少。如果漏感和諧振電感的能量較少，就會出現C4的電壓還沒有增加到Vin，原邊電流就已減少到零，C4的電壓就會使原邊電流反方向增加，而且C4的電壓也會下降，同時C2的電壓就會開始增加。VT2開通時，C2的電壓不為零，VT2就不能實現零電壓開通，而是硬開通。當VT2開通時，C4的電壓已經下降為零，其體二極管D4已經導通，C2的電壓為Vin，VT2不僅是硬開通，而且橋臂直通。
圖2為變壓器中點電壓波形，由圖可知變壓器零電平一段有一個小凸起，沒有真正為零。這個小凸起是由于滯后臂開關管硬開通引起的。通過觀察滯后臂開關管VT4的G、S和D、S波形，可清晰地觀察到上述所遇到的現象。由圖3知，凸起是在開關管VT4關斷后產生的，當滯后臂開關管關斷后，原邊電流ip給電容C4充電，電容兩端的電壓上升，但由于諧振電感和漏感的能量較小，經過一段時間，電流反向，C4兩端電壓上升一段時間后又下降。由滯后臂VT4開關管的D、S和電流波形可以驗證以上的分析。圖中平臺的小凸起對應著中點電壓的凸起，驗證了產生的原因為滯后橋臂的硬開關造成的。
由圖4可以看出：在D、S電壓凸起由零到頂點的過程，原邊電流ip剛好下降為零；在D、S電壓凸起由頂點到零的過程，電流剛好反向最大，體二極管導通，D、S電壓箝位為零，同樣可以驗證上述分析的結果。
由于滯后橋臂沒有實現零壓開通，不僅導致了效率的下降，更加嚴重的問題是橋臂直通。圖5分別為同一橋臂兩個開關管的D、S電壓和電流波形，可以看到：在開關管VT4的體二極管還正在反向恢復時，開關管VT2已經開通，則兩個開關管存在直通的可能性。輸入電壓全部加在功率管上，將導致炸機。
圖5滯后臂開關管VT2的D、S電壓和VT4的電流波形
3 防止直通問題的解決方案及實驗結果
由以上分析可知：凸起是由于開關管VT4關斷后產生的，諧振電感和漏感的能量較小，原邊電流iF電流反向引起的，因此加大這部分諧振能量或者防止電流反向是解決此問題的方向。
⑴增大諧振電感，加大負載，使滿足零壓開通條件。
圖6滯后臂VT4的D、S電壓電流波形（增大諧振電感，加大負載）
如圖所示，增大諧振電感，加大負載后開關管的D、S電壓波形和電流波形，大家可以看到，開關管關斷后，電流能量較大，沒有反向，電壓凸起消失。
⑵在原邊增加輔助諧振網絡
為給滯后橋臂增加的輔助網絡的原理圖，圖中Ca1和Ca2為電解電容，L1為輔助諧振電感，用此網絡來增加諧振能量，此網絡與負載無關，因此可以實現全程零壓開通，并且參數容易設計。從圖中可以看出小凸起同樣消失。
⑶用飽和電感替代傳統的線性電感。利用飽和電感在飽和狀態呈現高阻的性質來防止電流反向。飽和電感詳細的工作原理。
4 結論
由上述分析得知，全橋電路的直通問題是典型問題，因此防止直通就成為全橋電路穩定的重要方面。因此在設計電路參數時，只要保證在輕載時同一橋臂開關管不直通即可，即在開關管D、S的電壓還沒有降到零，則體二極管不會導通，此時同一橋臂的另外一個開關管導通，沒有直通。根據以上的分析，已經成功的利用移相全橋電路應用在相關的產品中，使全橋電路得到了廣泛的應用。