本文提出了一個預測在放大器的輸入和輸出端口增加阻性負載以改善穩定性和噪聲指數的新方法。該方法在寬廣的頻率范圍內有效，能夠用于低噪聲放大器(LNA)和寬帶放大器。 

        對于微波放大器噪聲性能經常是一個關鍵因素。當噪聲不可回避時，給放大器增加阻抗不可避免地降低了輸出信噪比，不同的阻性網絡配置能夠給噪聲性能帶來顯著的不同影響。由于這個原因，為了在放大器穩定性、增益和噪聲性能間取得設計折中，預測各種阻性穩定技術對整個放大器噪聲指數的影響非常重要。帶離散參數的網絡方法是現實可行的，因為有源器件的噪聲性能被描述為系統反射因子。這在圖4中說明，其中將電阻構模成級聯網絡中的有損失配雙口元件。作為級聯雙口間衰減和阻抗失配的結果，放大器噪聲隨著阻性雙口元件的增加而增加。 

        在圖4中，考慮信號向右傳播，輸入匹配網絡(IMN)將源阻抗Zg轉換成合適的源反射系數Γ_S，輸出匹配網絡(OMN)將負載阻抗ZL轉換成合適的負載反射系數Γ_L。這些偏僻配網絡設計用來提供合適的阻抗變換，以實現最大跨導增益、最小噪聲指數，或滿足系統需求的其它放大器規格要求。

        對于離散參數描述的雙口，通常考慮50Ω，其各自的輸入輸出反射系數，Γ_IN 和 Γ_OUT,由下式決定：

        這里：Γ_S= 向雙口網絡的源端觀察到的反射系數；Γ_L= 向雙口網絡的負載端觀察到反射系數。

        參見圖4，從右到左順序地應用等式2和Γ_L及離散參數[S₃]，可以計算第m個雙口網絡的輸入反射系數，這里m等于1到3。類似地，在圖4中從左到右順序地應用等式3，從Γ_S及離散參數[S₁]開始，可以計算第m個雙口網絡的輸出反射系數，這里m等于1到3。因此，順序地應用等式2和3能夠決定整個網絡的所有輸入和輸出反射系數。

        許多作者提供了有源和無源器件的噪聲指數表達式。對于有源源器件，數字F_min、R_N、和Γ_opt是作為特定晶體管特征的噪聲參數，而Z0是系統阻抗，通常是50Ω。借助這些參數晶體管的噪聲指數表達為： 

        這里：F_min = 該器件的最小噪聲指數；R_N = 該器件的等效噪聲阻抗；Γ_opt= 該晶體管的最佳源反射系數；Γ_S2 (圖 4) 導致最小噪聲指數。

        雙口網絡的可用功率增益定義為從雙口網絡可用的功率比從源可用的功率。數學上，這可表示為： 

        值得注意的是除了取決于雙口網絡的離散參數，可用功率增益取決于雙口網絡輸入端口向外看以及輸出端口向內看的反射系數。 

        有損雙口網絡的噪聲指數可歸結為工作溫度T的函數： 

        這里：T₀ = 290 K,T₀ = 290 K,GA = 可用功率增益。注意在室溫下噪聲指數等于網絡的功率損耗因子，L_A或：

        這樣如果雙口網絡包含有損元件，例如串聯或并聯電阻，器件的噪聲指數就等于損耗。因此，可能增加或減少等式5的可用功率增益，以及等式6的噪聲指數，取決于網絡的阻抗失配。 

        一旦可得到獨立雙口網絡的噪聲指數，即可通過應用Friis的噪聲方程得到整個穩定放大器的噪聲指數： 

        在這種情況下，下標1、2、3分別代表[S₁]、[S₂]和[S₃]表示的雙口(圖4)。另外，在等式8中，下標1和3代表晶體管前后的有損雙口網絡噪聲指數和增益(圖4)，下標2代表晶體管本身的噪聲指數和可用增益。特別地，F₁是帶離散參數[S₁]和反射系數Γ_S1及 Γ_OUT1的第一個阻性網絡從等式6得到的噪聲指數，GA1從等式5得到。噪聲指數F3是帶離散參數[S₃]和反射系數Γ_S3及 Γ_OUT3的最后一個阻性網絡從等式6得到的，GA1從等式5得到。最后，晶體管本身的噪聲指數F2由等式4得到，晶體管可用增益GA2從等式5得到，使用離散參數[S₂]和反射系數Γ_S2及 Γ_OUT2。

        表中的最后兩行，GT和Ftotal，為穩定放大器預測跨導增益和總噪聲指數，匹配網絡設計成晶體管輸入反射系數Γ_S2等于最佳反射系數Γ_opt。例如FHR02X HEMT的例子，該最小噪聲成分在2GHz時是0.33dB。

        這些結果中的特別有趣的是串聯輸出(情況4)與并聯輸出(情況5)相比比較提供了2dB額外的增益和好于0.1dB的噪聲指數。并聯輸入輸出配置(情況8)在整個頻率范圍內穩定，與串聯輸出相比提供了1.23dB的增益改善，僅有0.30dB的噪聲指數劣化。這些比較表明，對于給定的應用為放大器提供可選的穩定網絡，在增益、噪聲和穩定性之間取得折中是可能的。