1 引 言

        D類(數(shù)字音頻功率)功率放大器由于功率轉(zhuǎn)化效率高、散熱量低的優(yōu)點(diǎn)成為樣的目前研究的熱點(diǎn)，并且有望在幾年內(nèi)會取代目前主流的AB類功放成為音頻功率放大器領(lǐng)域的主流產(chǎn)品。雖然D類功率放大器有很大的潛力，但還存在不同于傳統(tǒng)功率放大器的缺點(diǎn)——非線性失真，這種非線性失真是阻止D類功放目前普遍應(yīng)用的主要障礙之一。造成D類功率放大器非線性失真的原因很多，例如：通常設(shè)置死區(qū)時間來避免上下功率晶體管同時處于導(dǎo)通狀態(tài)，由此會帶來非線性失真；功放管的導(dǎo)通時間和體二極管恢復(fù)時間的有限造成的非線性失真；輸出濾波電感與電容的非線性和電源的波動產(chǎn)生的非線性失真等。其中，功放管造成的非線性失真是D類功放噪聲的主要部分。要設(shè)計一個高保真的D類功率放大器，就要盡力把這些非線性失真減到最小，這就需要采用一些新的技術(shù)手段來克服非線性失真的缺點(diǎn)。

        為了減小非線性失真，與傳統(tǒng)PwM控制的D類功放和沒有帶反饋的1-bit∑-△調(diào)制器控制的D類功放不同，出現(xiàn)了帶反饋的1-bit∑-△調(diào)制器的D類功率放大器。本文在這種帶反饋的1-bit∑-△調(diào)制器結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，設(shè)計一種低非線性失真拓?fù)涞?階1-bit∑-△調(diào)制器，并通過計算機(jī)仿真軟件來仿真和驗(yàn)證的所設(shè)計的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。

2 基于1-bit∑-△調(diào)制器的帶反饋的D類功放系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

        傳統(tǒng)D類功率放大器的主要原理是一種將輸入模擬音頻信號或PCM數(shù)字信息變換成PWM(脈沖寬度調(diào)制)或PDM(脈沖密度調(diào)制)的脈沖信號，然后用PWM或PDM的脈沖信號去控制大功率開關(guān)器件通或斷的音頻功率放大器。雖然這種控制方法輸入穩(wěn)定范圍大，但如引言所述，會產(chǎn)生大量的非線性失真，并且功放管輸出端存在大量調(diào)制信號的諧波，這些諧波會產(chǎn)生有害的電磁輻射。

        為了克服這些缺點(diǎn)，文獻(xiàn)[3，4]在基于1-bit∑-△調(diào)制器的D類功放中做了改進(jìn)，提出基于1-bit∑-△調(diào)制器的帶反饋的D類功放，其系統(tǒng)結(jié)構(gòu)見圖1。如在圖中量化器輸出端反饋(見圖中虛線)就構(gòu)成一個∑-△調(diào)制器，其工作原理是利用過采樣技術(shù)減少信號頻帶里的量化噪聲，再用噪聲整形技術(shù)把信號頻帶里的量化噪聲推向高頻，然后把高頻部分濾掉，從而提高信噪比。如果不在量化器的輸出端反饋(見圖中虛線)，而在功率管輸出端反饋(見圖中實(shí)線)，則可以利用過采樣和噪聲整形這兩種技術(shù)同時減少信號頻帶范圍內(nèi)量化器的量化噪聲和功率管帶來的非線性失真噪聲，得到整體信噪比的提高。文獻(xiàn)[3，4]就按照這種思路，設(shè)計出基于1-bit∑-△調(diào)制器的帶反饋的D類功放，并得到實(shí)際流片的證實(shí)。值得提出的是根據(jù)輸出信號幅度大小來設(shè)置量化器的遲滯，可以有效抑制功率管輸出的高頻成分，大量減少有害的電磁輻射。對于這種結(jié)構(gòu)的D類功放，難點(diǎn)是設(shè)計一個高穩(wěn)定輸入、高信噪比的∑-△調(diào)制器來實(shí)現(xiàn)高功率轉(zhuǎn)化效率和高保真音質(zhì)。
 

3 新型7階1-bit∑-△調(diào)制器結(jié)構(gòu)與設(shè)計

        在模擬輸入的D類功放中，只能選擇單級1-bit∑-△調(diào)制器作為控制器，不能選擇多位或級聯(lián)結(jié)構(gòu)。這里從新的角度闡釋單級1-bit∑-△調(diào)制器的工作原理和設(shè)計思路。低通單級1-bit∑-△調(diào)制器可以分成2個部分：一部分是由L0和L1構(gòu)成的線性環(huán)路濾波器，一部分是量化器，見圖2。U是模擬信號輸入；Y是環(huán)路濾波器的輸出，也是量化器的輸入；E是量化器的量化噪聲；V是調(diào)制器的輸出并負(fù)反饋到環(huán)路濾波器的輸入。
 

        則調(diào)制器的噪聲傳輸函數(shù)NTF(z)和信號傳輸函數(shù)STF(z)分別是：
 

        由式(1)和(2)可知：在信號頻率范圍內(nèi)，L1必須很大，才能使NTF很小，也就減小了信號頻率范圍內(nèi)的量化噪聲；同時在信號頻率范圍內(nèi)，L0必須很大，這樣可以抵消必須很大的L1，以迫使NTF保持不變，讓信號不失真地通過；并且NTF和STF有相同的極點(diǎn)。進(jìn)一步推知：L1和L0應(yīng)該有相同的極點(diǎn)。但是他們的零點(diǎn)一般不同。其實(shí)，一般用積分器電路來實(shí)現(xiàn)L1和L0，的確實(shí)現(xiàn)了有相同極點(diǎn)的L1和L0。如一階∑-△調(diào)制器：L0=1／(z+1)；L1=-1／(z+1)，可得到STF=z-1，NTF=z-1-1，從而實(shí)現(xiàn)了一階噪聲整形。環(huán)路濾波器中級聯(lián)積分器個數(shù)代表調(diào)制器的階數(shù)(n)，通過L1可以得到NTF。階數(shù)越高，就可以得到更高階的噪聲整形，就越能降低信號頻率范圍內(nèi)的量化噪聲，實(shí)現(xiàn)更高的信噪比。1-bit調(diào)制器的階數(shù)、過采樣率和信噪比的具體數(shù)學(xué)關(guān)系在文獻(xiàn)[6，7]里有詳細(xì)的推導(dǎo)。

        ∑-△調(diào)制器的信噪比取決于NTF，所以設(shè)計調(diào)制器時，首先根據(jù)系統(tǒng)要求，選擇合適的過采樣率和階數(shù)，構(gòu)造L1，再由式(1)得到NTF。為使信噪比最大，對NTF極點(diǎn)的位置要求很苛刻，其位置要使得NTF分母的模在信號頻率范圍內(nèi)很大(為降低信號頻率范圍的量化噪聲)，并且盡可能保持不變(為不影響信號頻率范圍里的信號)。但是，對于單級高階∑-△調(diào)制器，設(shè)計這樣的NTF使信噪比最大的同時，也使得最大穩(wěn)定輸入值減小。NTF的零點(diǎn)一般都位于z=1，但是NTF零點(diǎn)全部都在z=1時，沒有讓調(diào)制器的信噪比達(dá)到最大。在過采樣率和階數(shù)都確定的條件下，特別對于單級高階∑-△調(diào)制器的設(shè)計，需要優(yōu)化NTF的零點(diǎn)，讓調(diào)制器的信噪比進(jìn)一步得到提高，即在電路內(nèi)部引進(jìn)負(fù)反饋，讓NTF的部分零點(diǎn)偏離1。確定了NTF，接下來設(shè)計STF，為簡化設(shè)計，一般讓STF在信號頻率范圍內(nèi)接近1，實(shí)現(xiàn)輸入信號的無失真?zhèn)鬏敗Ｍㄟ^上述分析看到：設(shè)計∑-△調(diào)制器，也就是設(shè)計設(shè)計L0和L1使得NTF和STF滿足系統(tǒng)對信噪比的要求。

        ∑-△調(diào)制器應(yīng)用在D類功放中，因?yàn)檩敵龉β使艿碾姶泡椛浜凸β使芗纳娙菹牡哪芰侩S過采樣頻率的增大而增大，所以不能取很高的過采樣頻率。本文取過采樣值128，對頻率范圍20 Hz～21 kHz的音頻信號，即過采樣頻率是5.6 MHz。