引言
在許多場合下，需要有能將直流電源進行雙向變換的裝置，以燃料電池為能源的電動車驅動系統，就是一例。在該系統中，同時具有普通酸鉛蓄電池和燃料電池，普通酸鉛蓄電池作為車輛冷起動動力，提供12～24V的低電壓電源。起動后，用燃料電池提供150～300V的車輛驅動電壓。因此，在電動車起動時，要求能將普通蓄電池輸出的12～24V直流電壓提升到150～300V，以起動系統開始工作。當系統進入正常工作后，用燃料電池的電能，對酸鉛蓄電池進行充電，以恢復電池的能量消耗。雙向DC-DC電源也可用于供電系統的直流操作電源中，供電系統的直流操作電源，通常用蓄電池作為后備電源，當使用雙向直流變換電源后，可有效地減少后備電池的數量。對雙向直流電源通常要求其具有高效、隔離、低輻射等特點，同時也要求電路結構簡單，易于控制。
系統的結構及工作原理
雙向直流變換系統的結構如圖1所示，高頻變壓器T兩側的電源電壓不同，電源能量能進行雙向傳送。從電路結構看系統具有以下特點。
圖1 DC-DC雙向變換電路結構圖
電路的特點
用變壓器作為隔離高、低壓側分別有既可整流又可逆變的變流裝置。用IGBT或MOSEFT管作為開關器件構成橋式或半橋式整流逆變電路。若在圖1的整流逆變或逆變整流框中，用全橋電路代換之，則得到雙向DC-DC變換器主電路，如圖2所示。為充分發揮電路的功能，在高頻變壓器的右側接入一個電感Lk，用作電壓提升。考慮到在保持功率平衡的條件下，需低壓側提供較大的電流，低壓側的電壓波動對高壓側電壓的穩定影響較大，因此在高壓側接入儲能電感，這樣控制輸出電壓的效果更好。正常情況下的能量流向是，從高壓側向低壓側方向，低壓側的蓄電池處于充電狀態，另外低壓側負載需要消耗一定的能量。當能量從低壓側向高壓側流動時，具有短時和大電流的特點，通常只在系統起動或故障狀態下出現。
圖2 DC-DC雙向變換主電路原理圖
電路的工作原理
由于在MOSEFT管的d,s端或IGBT管的c,e端反并聯了二極管，因此2個橋式電路均具有整流功能，逆變時需要對MOSEFT或IGBT管加觸發脈沖。
低壓向高壓傳送能量的過程
當能量從低壓向高壓方向傳送時，要求M1～M4處于逆變狀態，S1～S4處于提升狀態。設：gMi為開關器件Mi的門極控制電平。gSi為開關器件Si的門極控制電平，則
對gMi，gSi施加圖3所示的控制脈沖，M1，M4導通構成變壓器T左側的正向電流；M2，M3導通構成變壓器左側的反向電流。為實現器件的零電壓開關在M1，M4和M2，M3換流過程中加入死區。對S1，S2不加觸發脈沖，對S3，S4加圖3所示的觸發脈沖起電壓提升作用。
圖3 能量從低壓向高壓流動時的門極控制脈沖
此階段電流電壓波形如圖4所示。等效電路如圖5所示。對電路的分析可按以下幾個階段進行，其中電流iLk的波形非常重要，它等于變壓器右側的電流iT2。
圖4 能量從低壓向高壓流動時變壓器右側電壓、電流波形
圖5 能量從低壓向高壓傳送過程中各階段等效電路
階段1：t1～t2。M1，M2，S3導通，由于S1內部二極管DS1和S3的導通，使變壓器右側c，d兩點短路，變壓器右側和iLk相關的等效電路如圖5a所示。電流iLk值如式(1)所示，電感Lk儲能，儲能時間可通過S3導通的時間進行控制。
式中：UT2為變壓器右側電壓幅值。
階段2：t2～t3。在t2時刻S3關斷，經短暫的延時后，對S4加觸發脈沖，但S4并不立即導通。此時電感電流iLk經S1，S4內部二極管對電容C2進行充電，電流表達式如式(2)所示，等效電路如圖5b所示。
式中：U2為高壓側的直流輸出電壓值。
值得注意的是，階段1和階段2構成了一個電壓提升工作方式，改變S3門極脈沖的占空比，可調節變壓器右側，即高壓側的輸出電壓，根據電壓提升電路的特性UT2和U2之間有式(3)所示的關系。
式中：D為占空比，即S3在M1，M4導通階段所占的比例；ton=t2-t1；T為iLk的半周期。
階段3：t3～t4。在t3點M1，M4關斷，此時iLk迅速回落，iLk的變化如式(4)所示，式(4)中Td為死區時間，等效電路如圖5c所示。
階段4：t4～t5。在t5點M2，M3，S4導通，此時反向重復階段1的過程。
高壓向低壓側傳送能量的過程當能量從高壓向低壓方向傳送時，要求S1～S4處于逆變狀態，M1～M4處于提升狀態，對開關器件的門控信號作和上述相同的設定，要求對開關器件的門極加如圖6所示的控制信號。流過變壓器的電流波形和變壓器兩端的電壓波形和圖4波形的形狀基本相同。
圖6 能量從高壓向低壓流動時的門極控制脈沖
零電壓開關分析
為實現開關器件的軟切換，減小開關過程中的電壓和電流值，盡量使開關切換在接近零電壓時進行，因此在逆變器開關換流時，設置了死區Td。在圖2所示電路中，當能量從低壓向高壓傳送時，在M1從導通向截止換流，M2由截止向導通換流時，中間設置死區Td，如圖7所示。考慮到電容Cs1=Cs2，因此，換流期間可以認為UCM1+UCM2=UCM3+UCM4維持不變，等于U1。由于M1關斷，CM1充電，電壓UCM1從0開始上升，而UCM2放電，電壓從U1下降，升、降值相同，維持和不變。因此，CM1的充電電流為iT1/2，CM1充電到電壓U1時，CM2放電到0V。如果繼續對CM1充電，CM2將被反向充電，DM2會導通。此時為M2的零電壓開通提供了條件。對CM1的充電是在iT1的作用下進行的，根據電容充電過程中電流、電壓和時間之間的關系可得
由式(5)得th為
因此，只要開關換流間隔死區時間Td大于CM1從0V充電到U1所需的時間th，即滿足式(7)就可實現開關元件的零電壓開通。一般情況下，取換流時iT1的平均值。
圖7 脈沖之間設置死區
電感Lk的選取
選適當的Lk，使電能從低壓側向高壓側傳送時，保持電流iLk連續。實際上，在S3導通期間(ton)，C2提供負載電流，而在S3截止期間，電感中的感應電勢使S1內部的二極管導通，一方面提供負載電流，另一方面，補充在ton期間C2中電荷的減少。根據功率平衡關系式(8)，輸入、輸出關系式(3)和式(9)，可得保持電流連續的最小電感Lkmin。
式中：f為電源的開關頻率；I0為高壓側負載的平均電流；U2為高壓側的輸出直流電壓；UT2為變壓器高壓側的電壓有效值。
電流iLk臨界連續波形如圖8所示。
圖8 電流iLk臨界連續波形
仿真及實驗結果
升壓方式
1)電壓值。升壓工作方式下，若取蓄電池電壓Vin=24V，開關頻率fc=20kHz，占空比D=0.35，高壓側負載功率1kW，則變壓器高壓側電壓UT2為240V，用式(3)計算輸出電壓值為307V，仿真結果值見圖9，和計算值基本吻合。其它相關的電流、電壓波形如圖9所示。
圖9 升壓方式下UM1，UT2，iLk，U2的仿真波形
2)電感電流iLk的波形。電感電流iLk的波形如圖9所示和圖4中預期的iLk穩態電流波形一致。在死區段變壓器電流迅速回落。
3)開關切換點電壓值。根據2.3節的分析，只要滿足式(7)即可實現電源的零電壓換路。仿真時取Cs2=0.04LF，開關觸發脈沖之間的死區Td設成5Ls時，能實現零電壓開關，如圖9所示。其中uM1為開關M1兩端的電壓波形。
降壓方式
在降壓工作方式下，若取低壓側負載功率為200W，高壓側電壓U2為240V，占空比D=0.35，則輸出電壓波形U1，流經電感Lk的電流波形iLk，變壓器兩側的電壓UT1，UT2分別如圖10所示。
圖10 降壓方式下U1，iT1，UT1，UT2，iLk的仿真波形
部分實驗波形
1)電流iLk波形。變流器的電路參數同仿真值，通過示波器觀察到的變壓器高壓側電流波形，即流經電感Lk的電流波形如圖11所示。波形和仿真結果基本一致，見圖9、圖10中電流iLk波形。
圖11 升壓方式下電流iLk的實驗波形
2)零電壓開關波形。當電能從高壓側向低壓側傳送時，開關器件M1門極控制電壓和漏、源極電壓波形如圖12所示，能實現開關器件的零電壓切換。
圖12 升壓方式下Uds，Ug的實驗波形
結束語
本文給出了一個零電壓開關的雙橋、雙向直流電壓變換電路，在不改變電路結構的情況下，實現能量的雙向流動。由于電路中，使用了新的開關控制策略，使該電路具有穩定的輸出電壓。在不增加電路元件的條件下實現電路的零電壓開關，因此電源的電磁輻射較小。此外，電路還具有體積小、效率高、結構簡單、成本低廉、電氣隔離等優點。電源的輸出功率可達幾到十幾kW，除可以用于中、小型的電動車驅動外，還可作為中、小型變電站的不間斷電源及其它需要雙向直流電源供電的設備中。