簡介

本信號鏈電源優化系列文章的第1部分討論了如何量化電源噪聲以確定其影響信號鏈器件的哪些參數。通過確定信號處理器件可以接受而不影響其所產生信號的完整性的實際噪聲限值，可以創建優化的配電網絡(PDN)。在第2部分中，該方法被應用于高速模數和數模轉換器，證明將噪聲降低到必要水平并不一定要提高成本、增加尺寸、降低效率。這些設計參數實際上可以在一個優化的電源解決方案中滿足。

本文重點關注信號鏈的另一部分——RF收發器。本文將探討器件對來自各電源軌的噪聲的敏感度，確定哪些器件需要額外的噪聲濾波。本文提供了一種優化的電源解決方案，并通過將其SFDR和相位噪聲性能與當前PDN（當連接到RF收發器時）進行比較來進一步驗證。

優化ADRV9009 6 GHz雙通道RF收發器的電源系統

ADRV9009是一款高集成度射頻(RF)、捷變收發器，提供雙通道發射器和接收器、集成式頻率合成器以及數字信號處理功能。這款IC具備多樣化的高性能和低功耗組合，可滿足3G、4G和5G宏蜂窩時分雙工(TDD)基站應用要求。

對于VDDA1P3_AN電源軌，測量是在收發器板的兩個不同分支上進行。請注意，在圖2中，PSMR在<200kHz紋波頻率時低于0 dB，表示這些頻率下的紋波產生更高的相同幅度調制雜散。這意味著在200 kHz以下，接收器1對VDDA1P3_AN電源軌產生的最小紋波也非常敏感。

VDDA_1P8電源軌在收發器板上分為兩個分支：VDDA1P8_TX和VDDA1P8_BB。VDDA1P8_TX電源軌在100 kHz時達到最小PSMR，約為27 dB，對應于100kHz紋波的63.25 mV p-p，產生2.77 mV p-p的調制雜散。VDDA1P8_BB在5 MHz紋波頻率時測量約11 dB的最小值，相當于0.136 mV p-p的注入紋波產生的0.038 mV p-p雜散。

VDDA_3P3數據顯示，在大約130 kHz及以下，PSMR低于0 dB，表示接收器1處的RF信號對來自VDDA_3P3的噪聲非常敏感。該電源軌的PSMR隨著頻率提高而上升，在5 MHz達到72.5 dB。

總之，PSMR結果表明，在這些電源軌中，VDDA1P3_AN和VDDA_3P3電源軌噪聲最令人擔憂，貢獻了ADRV9009收發器最大部分的耦合到接收器1的紋波量。

測試

圖4顯示了VDDA1P3_AN電源軌的雜散閾值，以及LTM8063 μModule?穩壓器不同配置的實測噪聲頻譜。 如圖4所示，在禁用展頻(SSFM)的情況下，使用LTM8063為電源軌直接供電，在LTM8063的基波工作頻率和諧波頻率處產生超過閾值的紋波。具體說來，紋波在1.1 MHz時超過限值0.57 mV，表明需要后置穩壓器和濾波器的某種組合來抑制開關穩壓器的噪聲。

如果僅增加LC濾波器（無LDO穩壓器），則開關頻率處的紋波剛剛達到最大允許的紋波——可能沒有足夠的設計裕量來確保收發器性能最佳。增加ADP1764 LDO后置穩壓器并開啟LTM8063的展頻模式，可以降低整個頻譜上的基波開關紋波幅度及其諧波，以及SSFM在1/f區域中引起的噪聲峰值。 通過開啟SSFM并增加LDO穩壓器和LC濾波器，可以實現最佳效果，降低開關動作所引起的剩余噪聲，給最大允許紋波留下約18 dB的裕量。

展頻將噪聲擴散到更寬頻帶上，從而降低開關頻率及其諧波處的峰值和平均噪聲。這是通過3 kHz三角波上下調制開關頻率來做到的。這會在3 kHz處引入新的紋波，LDO穩壓器會進行處理。

使能SSFM后，由此產生的低頻紋波及其諧波在圖5和圖6所示的VDDA_1P8和VDDA_3P3輸出頻譜中顯而易見。如圖5所示，使能SSFM時LTM8074的噪聲頻譜為VDDA_1P8電源軌的最大允許紋波提供最小約8 dB的裕量。因此，滿足此電源軌的噪聲要求不需要后置穩壓器濾波。

優化解決方案

基于上述測試結果，圖7顯示了一種優化解決方案，當用在ADRV9009收發器板上時，它能提供>6 dB的噪聲裕量。

表1顯示了優化PDN與標準PDN的對比。組件大小減小29.8%，效率從66.9%提高到69.9%，整體節能0.5 W。

表1.ADRV9009優化PDN與當前PDN的比較

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