有些應用需要寬松的輸出調節功能以及不到 20mA 的電流。對這樣的應用來說，采用分立組件打造的線性穩壓器是一種低成本高效益的解決方案(圖 1)。而對于具有嚴格的輸出調節功能并需要更大電流的應用，則可使用高性能的低壓差線性穩壓器(LDO)。
圖 1：簡單的串聯穩壓器
有兩個與圖 1 所示電路相關的設計挑戰。第一個挑戰是要調節輸出電壓，第二個挑戰是要在短路事件中安然無恙。在這篇文章中，筆者將討論如何用分立組件設計穩健的線性穩壓器。
下面是一個用來給微控制器供電的示例：
輸入范圍：8.4V 至 12.6V。
輸出范圍：1.71V 至 3.7V。
最大負載電流：Io_max = 20mA。
雙極型 NPN 晶體管的選擇
NPN 雙極型晶體管 Q1 是最重要的組件。筆者首先選擇了這種器件。該晶體管應符合下列要求：
集電極至發射極和基極至發射極的擊穿電壓應超過最高輸入電壓 Vin_max。
集電極最大允許電流應超過最大負載電流 Io_max。
除了這兩項基本要求之外，使用具有備選封裝的組件也是一個好主意。當涉及到功耗時，擁有這種靈活性將會簡化以后的設計過程。筆者為這種應用選擇了具有備選封裝和不同額定功率的 NPN 晶體管。
下面是筆者所用 NPN 晶體管的關鍵特性。
當 IC = 50mA 時：
直流(DC)電流增益 hFE = 60;
集電極 - 發射極最高飽和電壓 VCEsat = 300mV;
基極 - 發射極最高飽和電壓 VBEsat = 950mV。
齊納二極管 Dz 的選擇
輸出電壓等于反向齊納電壓 VZ 減去該晶體管基極至發射極電壓 VBE。因此，最低反向齊納電壓應符合下述要求(方程式 1)：
(1)
對于這種應用，筆者選用的一個測試條件是 IZT = 1mA，并選擇了一個具有以下特性的齊納二極管：
當 Vo_min = 1.71V 且 VBE_max= 0.95V 時，Vz_min 應大于 2.65V。
當反向電流 IZT = 1mA 時，最低反向電壓 VZ_min = 2.7V。
當反向電流 IZT = 5mA 時，最高反向電壓 VZ_max = 3.8V。
基極上拉電阻器 RB
電阻器 RB 可為齊納二極管和晶體管基極提供電流。在運行條件下，它應提供足夠的電流。齊納二極管反向電流 IZ 應大于 1mA，正如筆者在“齊納二極管 Dz 的選擇”部分所討論的。方程式 2 可估算出運行所需的最大基極電流：
(2)
其中 Hfe_min = 60。因此，IB_max ≈ 0.333mA。
方程式 3 可計算出 RB 的值。筆者使用了一個具有 1%容差的電阻器。
(3)
故此，RB 應小于 4.26kΩ。筆者使用了一個具有 4.22kΩ標準值的電阻器。
添加一個用于輸出調節的虛擬負載電阻器
當負載電流為零時，輸出電壓達到最大值。當 1mA ≤ IZT ≤ 5mA 時，VZ 最大值為 3.8。VBE(on)應大于 0.1V，這樣該穩壓器的輸出就能符合要求。此外，筆者還添加了一個虛擬負載電阻器，以便在無負載條件下汲取集電極電流。
圖 2 顯示，VBE(on)可作為集電極電流 IC 的函數。當 IC = 0.1mA 時，VBE(on) 大于 0.3V。
圖 2：基極 - 發射極導通電壓與集電極電流
方程式 4 可計算出該虛擬電阻：
(4)
筆者將一個 36kΩ的電阻器添加到了該電路，如圖 3 所示。
圖 3：具有虛擬負載電阻器的串聯穩壓器
為短路事件進行的電流限制
圖 3 所示電路的輸出對地短路將產生較大的集電極電流。一項 PSPICE 仿真結果表明，集電極電流可高達 190mA，見圖 4。
圖 4：短路仿真結果
晶體管 Q1 的功耗是 2.4W。沒有能應對該功耗的封裝。
為了限制短路電流，筆者添加了一個電阻器 RC(從 VIN 到晶體管 Q1 的集電極)，如圖 5 所示。
圖 5：具有限流電阻器的串聯穩壓器
電阻器 RC 將會滿足輸出調節要求，并能在短路事件中耗散功率。筆者可計算出 RC 的值：
圖 6
(5)
VCE_Test 是圖 1 中所用的集電極 - 發射極電壓。筆者為 RC 選擇了一個 5%容差的電阻器。采用方程式 5，RC 應小于 271Ω。使用這個估計值，在短路事件中方程式 6 可計算出最壞情況下的 RC 功耗：
圖 7
(6)
該功耗約為 0.56W。筆者選擇了一個 1W、270Ω的功率電阻器。對于 RC 短路功耗更高的應用，您可把多個電阻器串聯以分擔功耗。
組件應力分析
就電阻器 RC 而言，在具有最大輸入的短路事件中會發生最壞情況下的功耗。采用方程式 6，可計算出最大功耗為 0.59W。
就晶體管 Q1 而言，因為有限流電阻器 RC，所以在短路事件中不會發生最壞情況下的功耗。在正常運行期間 Q1 的功耗是集電極電流的函數，如方程式 7 所示：
(7)
當滿足下列條件時，會發生最壞的情況：
VIN = VIN_max
VO = VO_min
IC = (VIN_max – VO_min)/(2×RC)
因此，Q1 的最大功耗為(VIN_max – VO_min)2/(4×RC)。在本示例中，它是 110mW。筆者選擇了一種額定功率為 350mW、采用 SOT23 封裝的小外形晶體管。
至于 RB 的最大功耗，在具有最大輸入的短路事件中會發生最壞的情況。跨 RB 的電壓等于輸入電壓減去 VBE(sat)。最大功耗估計為 38mW。
在這篇文章中，筆者描述了具有分立組件的穩健低成本線性穩壓器的設計準則。