文獻標識碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.171073
中文引用格式： 李晨琨，劉小寧，陳思明. Buck三電平變換器在水冷磁體電源中的應用[J].電子技術應用，2018，44(1)：147-150.
英文引用格式： Li Chenkun，Liu Xiaoning，Chen Siming. Application of buck three-level converter in power supply for water-cooled magnet[J]. Application of Electronic Technique，2018，44(1)：147-150.
0 引言
中科院強磁場中心的40 T穩態強磁場裝置的磁體由內水冷磁體和外超導磁體兩部分組成，它們對磁體電源的電壓穩定度均有一定要求。目前內水冷磁體電源的整流部分是三相可控硅整流電路，輸出電壓紋波較大，對此本文提出了一套新的整流方案。
自1981年日本的Akira Nabae教授提出了中點箍位逆變器[1]之后，越來越多的三電平電路出現了。其中Buck三電平(Three-Level，TL)直流變換器對開關器件耐壓要求低，輸出紋波小，適用于高電壓大電流場合。本文闡述了Buck TL變換器的基本情況與優點，提出利用Buck TL變換器結合三相不控整流電路來替代可控硅整流電路的水冷磁體電源整流方案。文中對電路進行了參數計算和仿真設計，并分析仿真結果得出了結論。
1 簡介
1.1 基本情況
Buck TL變換器電路圖如圖1所示。Cd1和Cd2是分壓電容，容量大且相等，理想工作狀態下其電壓均為輸入電壓Vin的一半；Q1、Q2是開關管，D1、D2是續流二極管；Lf是濾波電感，Cf是濾波電容，Rld是負載。
Buck TL變換器與典型的Buck變換器有相似之處：它們都是DC/DC降壓變換器；都可用PWM方式控制電路；電感電流連續時都有Vo=DVin（D為占空比）；輸出端與負載之間都有一個LC濾波電路。不同之處在于：Buck TL變換器有兩個開關管Q1、Q2，它們交錯工作，驅動信號相差180°相角；輸入到LC濾波器中的電壓具有Vin、0.5Vin、0三種取值；當D＞0.5和D＜0.5時，變換器具有兩種工作模式。
1.2 優點
1.2.1 電壓控制
電感電流連續時，Vo=DVin。因此Buck三電平變換器對輸出電壓具有良好的控制特性。
1.2.2 電壓應力
在Vin相同的情況下，Buck TL變換器開關管的電壓應力僅為輸入電壓的一半，是經典Buck變換器的二分之一，大大改善了開關管的工作條件，有利于開關管的選取[2]。
1.2.3 電壓紋波
外界條件相同的情況下，Buck TL變換器與傳統Buck變換器相比，輸出電壓的紋波更小。
2 參數計算
結合水冷磁體電源電路的實際情況與本文提出的整流方案，對Buck TL變換器進行參數設計。負載取純電阻Rld=5 Ω；開關管取IGBT，開關頻率為10 kHz。
2.1 輸入電壓
如圖2所示，三相電壓經變壓器輸入到可控硅整流電路，線電壓有效值V1=610 V。根據三相不控電路的原理，其輸出直流電壓平均值V2=1.35V1=823.5 V。
三相不控電路輸出電壓除直流分量外還含有6、12、18等次諧波，其中6次諧波最大。已知m脈波整流電壓諧波幅值[3]為：
代入n=6，m=6（K=1），得V6m=47.07 V。
忽略高次紋波，Buck TL變換器的輸入電壓為vin=823.5+47sin600πtV。
2.2 分壓電容
首先分析分壓電容的充電過程。Buck TL變換器有三電平和兩電平兩種工作模式[4]，在三電平模式下進行分析，三電平模式下的主要波形如圖3所示。
D＞0.5時，變換器工作在三電平模式（Three-Level Mode，3L Mode）。
(1)開關模態1
t0-t1階段和t2-t3階段。Q1、Q2開通，電感電流iLf上升，AB端電壓VAB=Vin；此時Cd1、Cd2上沒有電流通過。
(2)開關模態2
t1-t2階段。Q1開通，Q2關斷，iLf下降，VAB=0.5 Vin；此時Cd1放電，Cd2充電。
(3)開關模態3
t3-t4階段。Q1關斷，Q2開通，iLf下降，VAB=0.5 Vin；此時Cd1充電，Cd2放電。
分析開關模態2，開關模態2時的等效電路如圖4所示。
如圖4所示，此時Cd1放電，Cd2充電。設通過Cd1、Cd2和Q1的電流大小分別為id1、id2、iq1，Cd1和Cd2兩端的電壓大小分別為ud1和ud2。已知Cd1=Cd2。由基爾霍夫定律知id1+id2=iq1，Vin=ud1+ud2，則兩電容電壓的變化量在任意時間內都相等，即Δud1=Δud2。由電容充放電公式有：
可推得id1=id2=0.5iq1。
設電容電壓在t1-t2階段的變化量Δud1=Umd1。取Umd1為Ud1的10%，則Umd1=0.1·0.5Vin=41.2 V。設輸出電壓穩定在500 V，則負載電流iR=Uo/Rld=100 A。結合iq1=iL，IL=IR，代入電容充放電公式：
得分壓電容Cd1=Cd2=9.53×10-5 F。
2.3 輸出濾波器
已知輸出電壓最大諧波為6次諧波，則取截止頻率為300 Hz，可代入
可算得L=2.65×10-3 H，C=1.06×10-5 F。
3 分壓電容均衡問題
Buck三電平變換器正常工作的前提是兩個分壓電容的電壓保持相等。但在實際電路運行時，由于控制電路、驅動電路或兩開關特性不同，兩開關管的導通時間會有差異，它們所接受或提供的能量也不同，最終導致兩電容電壓不相等。
解決該問題的基本思路是：檢測兩電容的電壓，若Ud1大于Ud2，則增大Q1導通時間，同時減小Q2導通時間，反之亦然。這樣兩電容電壓波動不大，可以穩定在0.5 Vin附近。仿真時可采樣兩電容電壓進行對比，利用脈沖寬度調制方式（Pulse Width Modulation，PWM）調整開關管的導通時間。
除了均衡電容電壓的控制環，還有一個電壓環用于保持輸出電壓的平衡。
4 仿真設計
用Matlab Simulink搭建替代可控硅整流電路的方案，即三相不控整流電路加Buck TL變換器。原整流方案及新整流方案分別如圖5和圖6所示。
設定好參數，進行Simulink仿真。
5 仿真結果分析
設定輸出電壓為500 V，用示波器和FFT工具對輸出電壓進行分析。
圖7顯示原可控硅整流方案的仿真輸出電壓波動Δu1約為400 V。
圖8顯示了原整流方案仿真電壓的直流量和主要諧波。其中直流量UT0=498.15 V，6次諧波UT6=168.24 V，12次諧波UT12=52.77 V，18次諧波UT18=24.35 V。
圖9顯示了新整流方案的仿真輸出電壓波動Δu2不超過5 V。
圖10顯示了新整流方案仿真電壓的直流量和主要諧波。新整流方案仿真電壓直流量UB0=500.8 V，6次諧波UB6=1.8 V，12次諧波UB12=0.62 V，18次諧波UB18=0.52 V。
對比數據可知：相比原可控硅整流方案，應用Buck TL變換器的新整流方案具有誤差更小、更穩定的輸出電壓，各次諧波也大大減小。
6 結論
本文通過分析Buck TL變換器的工作原理給出了參數設計的方法，提出分壓電容均衡問題的解決思路并在仿真電路中實現。最后運行仿真電路得出結論：應用Buck TL變換器的新整流方案可大大減小輸出電壓紋波，增加電壓穩定度。
參考文獻
[1] NABAE A，TAKAHASHI I，AKAGI H.A new neutralpoint-clamped pwm inverter[J].IEEE Trans.on IA，1981，17(5)：518-523.
[2] 李斌．三電平變換器的研究[D]．南京：南京航空航天大學自動化學院，2002.
[3] 陳堅，康勇，等.電力電子學：電力電子變換和控制技術[M].北京：高等教育出版社，2011.
[4] 薛雅麗，李斌，阮新波.第十五屆全國電源技術年會論文集[C].上海：中國電源協會，2003.