導讀：

　　將GaN FET與它們的驅動器集成在一起可以改進開關性能，并且能夠簡化基于GaN的功率級設計。

　　氮化鎵 (GaN) 晶體管的開關速度比硅MOSFET快很多，從而有可能實現更低的開關損耗。然而，當壓擺率很高時，特定的封裝類型會限制GaN FET的開關性能。將GaN FET與驅動器集成在一個封裝內可以減少寄生電感，并且優化開關性能。集成驅動器還可以實現保護功能

　　簡介

　　氮化鎵 (GaN) 晶體管的開關性能要優于硅MOSFET，因為在同等導通電阻的情況下，氮化鎵 (GaN) 晶體管的終端電容較低，并避免了體二極管所導致的反向恢復損耗。正是由于這些特性，GaN FET可以實現更高的開關頻率，從而在保持合理開關損耗的同時，提升功率密度和瞬態性能。

　　傳統上，GaN器件被封裝為分立式器件，并由單獨的驅動器驅動，這是因為GaN器件和驅動器基于不同的處理技術，并且可能來自不同的廠商。每個封裝將會有引入寄生電感的焊線和引線，如圖1a所示。當以每納秒數十到幾百伏電壓的高壓擺率進行切換時，這些寄生電感會導致開關損耗、振鈴和可靠性問題。

　　將GaN晶體管與其驅動器集成在一起（圖1b）可以消除共源電感，并且極大降低驅動器輸出與GaN柵極之間的電感，以及驅動器接地中的電感。在這篇文章中，我們將研究由封裝寄生效應所引發的問題和限制。在一個集成封裝內對這些寄生效應進行優化可以減少該問題，并且以高于100V/ns的高壓擺率實現出色的開關性能。

　　圖1. 由獨立封裝內的驅動器驅動的GaN器件 (a)；一個集成GaN/驅動器封裝 (b)。

　　圖2. 用于仿真的半橋電路的簡化圖

　　仿真設置

　　為了仿真寄生電感效應，我們使用了一個采用直接驅動配置的空乏型GaN半橋功率級（圖2）。我們將半橋設置為一個降壓轉換器，總線電壓480V，死區時間50ns時50%占空比（輸出電壓 [VOUT] = 240V），以及一個8A的電感器電流。這個GaN柵極在開關電壓電平間被直接驅動。一個阻性驅動設定GaN器件的接通壓擺率。一個電流源只會仿真一個與連續傳導模式降壓轉換器內開關 (SW) 節點所連接的電感負載。

　　共源電感

　　高速開關中最重要的一個寄生要素是共源電感（圖1a中的Lcs），它限制了器件汲取電流的壓擺率。在傳統的TO-220封裝中，GaN源由焊線流至引線，而汲取電流與柵極電流都從這里流過。這個共源電感在汲取電流改變時調制柵源電壓。共源電感會高于10nH（其中包括焊線和封裝引線），從而限制了壓擺率 (di/dt)，并增加開關損耗。

　　借助圖1b中所示的集成式封裝，驅動器接地直接焊接至GaN裸片的源焊墊。這個Kelvin源連接最大限度地縮短了電源環路與柵極環路共用的共源電感路徑，從而使得器件能夠以高很多的電流壓擺率來開關?？梢詫⒁粋€Kelvin源引腳添加到一個分立式封裝內；然而，這個額外的引腳會使其成為一個不標準的電源封裝。Kelvin源引腳還必須從印刷電路板 (PCB) 引回至驅動器封裝，從而增加了柵極環路電感。

　　圖3.不同共源電感情況下的高管接通：紅色 = 0nH，綠色 = 1nH，藍色 = 5nH。E_HS是高管器件的VDS和IDS在運行時間內的積分值（能耗）。

　　圖3顯示的是高管開關接通時的硬開關波形。在共源電感為5nH時，由于源降級效應，壓擺率減半。一個更低的壓擺率會帶來更長的轉換時間，導致更高的交叉傳導損耗，如能耗曲線圖中所示。在共源電感為5nH時，能量損耗從53μJ增加至85μJ，增加了60%。假定開關頻率為100kHz，功率損耗則會從從5.3W增加至8.5W。

　　柵極環路電感

　　柵極環路電感包括柵極電感和驅動器接地電感。柵極電感是驅動器輸出與GaN柵極之間的電感。在使用獨立封裝時，柵極電感包括驅動器輸出焊線 (Ldrv_out)、GaN柵極焊線 (Lg_gan) 和PCB跡線 (Lg_pcb)，如圖1a中所示。

　　基于不同的封裝尺寸，柵極電感會從緊湊型表面貼裝封裝（例如，四方扁平無引線封裝）的幾納亨到有引線功率封裝（例如TO-220）的10nH以上。如果驅動器與GaN FET集成在同一個引線框架內（圖1b），GaN柵極直接焊接到驅動器輸出上，這樣可以將柵極電感減少至1nH以下。封裝集成還可以極大地降低驅動器接地電感（從圖1a中的Ldrv_gnd + Ls_pcb到圖1b中的Lks）。

　　降低柵極環路電感對于開關性能有著巨大影響，特別是在關閉期間，GaN柵極被一個電阻器下拉。這個電阻器的電阻值需要足夠低，這樣的話，器件才不會在開關期間由于漏極被拉高而又重新接通。這個電阻器與GaN器件的柵源電容和柵極環路電感組成了一個電感器-電阻器-電容器 (L-R-C) 槽路。方程式1中的Q品質因數表示為：

　　在柵極環路電感值更大時，Q品質因數增加，振鈴變得更高。這個效應用一個1Ω下拉電阻關閉低管GaN FET進行仿真，圖4中這個效應的出現時間為9.97μs，其中柵極環路電感變化范圍介于2nH到10nH之間。在10nH的情況下，低管VGS在負柵極偏置以下產生12V振鈴。這就極大地增加了GaN晶體管柵極的應力。需要注意的一點是，任何FET的柵極上的過應力都會對可靠性產生負面影響。

　　柵極環路電感還會對關斷保持能力產生巨大影響。當低管器件的柵極保持在關閉電壓時，并且高管器件接通，低管漏極電容將一個大電流傳送到柵極的保持環路中。這電流通過柵極環路電感將柵極推上去。圖4在大約10.02μs時的曲線變化便是說明了這一點。隨著電感增加，低管VGS被推得更高，從而增加了直通電流，這一點在高管漏電流曲線圖中可見 (ID_HS)。這個直通電流使得交叉傳導能量損耗 (E_HS) 從53μJ增加至67μJ。

　　圖4. 不同柵極環路電感下的低管關閉和高管接通波形：紅色 = 2nH，綠色 = 4nH，藍色 = 10nH。E_HS是高管能耗。

　　根據方程式 (1)，減輕柵極應力的一個方法就是增加下拉電阻值，反過來減少L-R-C槽路的Q品質因數。圖5顯示的是用一個10nH柵極環路電感和在1Ω到3Ω之間變化的下拉電阻 (Rpd) 進行的仿真結果。雖然柵極下沖被一個3Ω下拉電阻限制在負偏置電壓以下的數伏特內，但是關斷保持能力惡化，從而導致更大的直通電流。這一點在漏電流曲線圖中很明顯。

　　E_HS能量曲線圖顯示出，在每個開關周期內有額外的13μJ損耗，與2nH的柵極環路電感和1Ω下拉電阻時53μJ相比，差不多增加了60%（圖4）。

　　假定開關頻率為100kHz，高管器件上的功率損耗從5.3W增加至8W，其原因是由高柵極環路電感和高下拉電阻值所導致的直通。這個額外的功率損耗會使得功率器件內的散熱變得十分難以管理，并且會增加封裝和冷卻成本。

　　圖5. 使用10nH柵極環路電感和下拉電阻時的仿真結果：Rpd = 1Ω（紅色）、2Ω（綠色）和3Ω（藍色）。E_HS是高管能耗。

　　為了減輕直通電壓，可以將柵極偏置為更大的負電壓，不過這樣做會增加柵極上的應力，并且會在器件處于第三象限時增大死區時間損耗。因此，在柵極環路電感比較高時，柵極應力與器件關斷保持能力之間的均衡和取舍很難管理。你必須增加柵極應力，或者允許半橋直通，這會增加交叉傳導損耗和電流環路振鈴，并且會導致安全工作區 (SOA) 問題。一個集成式GaN/驅動器封裝提供低柵極環路電感，并且最大限度地降低柵極應力和直通風險。

　　GaN器件保護

　　將驅動器與GaN晶體管安裝在同一個引線框架內可以確保它們的溫度比較接近，這是因為引線框架的導熱性能極佳。熱感測和過熱保護可以置于驅動器內部，使得當感測到的溫度超過保護限值時，GaN FET將關閉。

　　一個串聯MOSFET或一個并聯GaN感測FET可以被用來執行過流保護。它們都需要GaN器件與其驅動器之間具有低電感連接。由于GaN通常以較大的di/dt進行極快的開關，互聯線路中的額外電感會導致振鈴，并且需要較長的消隱時間來防止電流保護失效。集成驅動器確保了感測電路與GaN FET之間盡可能少的電感連接，這樣的話，電流保護電路可以盡可能快的做出反應，以保護器件不受過流應力的影響。

　　圖6. 一個半橋降壓轉換器（通道2）中的高管接通時的SW節點波形。

　　開關波形

　　圖6是一個半橋的開關波形；

　　這個半橋包含2個集成式驅動器的GaN器件，采用8mm x 8mm四方扁平無引線 (QFN) 封裝。通道2顯示SW節點，此時高管器件在總線電壓為480V的情況下，以120V/ns的壓擺率被硬開關。這個經優化的驅動器集成式封裝和PCB將過沖限制在50V以下。需要說明的一點是，捕捉波形時使用的是1GHz示波器和探頭。

　　結論

　　GaN晶體管與其驅動器的封裝集成消除了共源電感，從而實現了高電流壓擺率。它還減少了柵極環路電感，以盡可能地降低關閉過程中的柵極應力，并且提升器件的關斷保持能力。集成也使得設計人員能夠為GaN FET搭建高效的過熱和電流保護電路。