0 引言

    反激變換器具有電路拓撲簡單、成本低、電磁干擾小等優點，但是沒有對變壓器的漏感能量進行處理，從而導致開關管承受的電壓應力增大、開關管損耗增加和變換器效率降低，針對反激變換器存在的這些問題，有效的解決方法是引進箝位技術^[1-2]，將變壓器漏感儲能輸送到變換器輸出端，減小功率管漏源級的電壓應力。通常采用的箝位方式有：LCD箝位技術、RCD箝位技術和有源箝位技術，其中反激變換器采用有源箝位技術時，綜合性能最優^[3]。

1 反激變換器工作原理和工作模式

    圖1所示的拓撲結構為反激變換器電路，其中變壓器T不僅起到隔離的作用，還可以等效為電感，具有儲能的作用。功率管Q₁在驅動信號為高電平時導通，此時，有電流通過變壓器原邊繞組N_p，輸出二極管D_o反向截止，變壓器原邊磁感應強度增強，儲存能量；副邊繞組N_s中無電流流過，輸入端的能量不能傳送到負載，輸出濾波電容C_o為負載提供能量。當功率管Q₁為關斷狀態時，變壓器釋放儲能，輸出整流二極管D_o導通，原邊繞組中儲存的能量通過副邊繞組給負載提供能量，同時為負載側輸出濾波電容C_o充電^[4]。

    根據變壓器磁通的連續性，反激變換器主要有兩個工作模式：連續電流模式(CCM)和斷續電流模式(DCM)^[5]。

    反激變換器工作在連續電流模式（CCM）時，功率管在下一次導通時刻，變壓器的副邊電流還沒有減少到零，因此變壓器的原副邊兩個繞組中總有一個繞組是有電流流過的。

    反激變換器工作在斷續電流模式(DCM)時，可以實現變壓器能量的完全傳遞。DCM模式下反激變換器的響應會更快，而且負載電流突變或者輸入電壓突變時引起的輸出電壓的尖峰會降低。在下一次開通時，變壓器副邊輸出整流二極管中流過的電流已經降到零，所以整流二極管實現零電流關斷，其損耗降低。但是當傳遞的功率相等時，DCM模式下，其尖峰電流會更大，變壓器原副邊的損耗也會增大。

2 有源箝位反激電路工作過程分析

    在反激電路中引入有源箝位技術，可以抑制功率管漏源級的尖峰電壓，回收利用變壓器的漏感能量^[6-7]。有源箝位反激變換器的主電路如圖2所示。

    該箝位電路采用PMOS對地箝位方式，所需元器件少，電路結構簡單。整體箝位電壓有源箝位電路一個開關周期內有6個階段，波形如圖3，按等效電路圖法對有源箝位電路工作過程進行分析。

    第一階段[t₀-t₁]：在t₀時刻，主功率管Q₁處于開通狀態，輔助功率管Q₂處于關斷狀態。變壓器諧振電感L_k和激磁電感L_m開始儲存能量，L_k中的電流開始線性上升。輸出二極管D_o反向偏置，輸出電容C_o為負載提供能量。

    第二階段[t₁-t₂]：輔助功率管Q2保持關斷狀態，在t₁時刻，關斷主功率管Q₁。變壓器原邊勵磁電流通過諧振的方式給Q₁的結電容C_r充電，L_k中的電流開始下降。Q₁漏源級電壓V_{ds_Q1}快速上升，Q₂漏源極電壓V_{ds_Q2}下降。當V_{ds_Q1}達到最大值時，該階段結束。

    第三階段[t₂-t₃]：在t₂時刻，V_{ds_Q1}被箝位在Q₂體二極管導通。變壓器原邊能量通過反激輸出二極管D_o向副邊傳遞，給負載供電。由于箝位電容C_c的大小遠大于Q₁結電容大小，所以勵磁電流幾乎全部流過C_c，給C_c充電，C_c電流迅速達到最大值，然后緩慢下降。L_k電流繼續下降。L_k與C_c形成諧振。

    第四階段[t₃-t₄]：在t₃時刻，Q₂開通，由于其體二極管已經是導通狀態，故Q₂可以實現零電壓開通。隨著充電的進行，L_k電流下降，C_c電流下降，當時，該過程結束。

    第五階段[t₄-t₅]：在t₄時刻，C_c中電流為零，Q₂的反向并聯二極管截止，Q₂導通，C_c中電流（諧振電流）開始反向增加。C_c釋放能量，此時D_o仍處于導通狀態，所以實現了漏感能量的回收利用。

    第六階段[t₅-t₆]：在t₅時刻，Q₂關斷，強迫電流換流，流經Q₁結電容C_r，L_k與C_r諧振，C_r放電，Q₁漏源極電壓迅速下降，此期間D_o導通，原邊能量繼續傳給副邊。t₆時刻，V_{ds_Q1}減小到零，Q₁零電壓開通，重復上述過程^[8-9]。

3 有源箝位反激電路參數設計

    電路設計規格如下：最大輸入電壓U_{in max}=375 V，最小占空比D_min=0.2，開關頻率f_s=50 kHz，輸出電壓U_o=24 V，輸出功率P_o=100 W。

3.1 變壓器參數設計

    變壓器副邊電感L兩端的電壓U_L（副邊電壓的紋波系數按10%考慮）：

3.2 激磁電感L_m與諧振電感L_k

3.3 箝位電容C_c與主功率管結電容C_r

    箝位電容C_c的取值原則：C_c與L_k的半個諧振周期應大于主功率管Q₁截止時間，即：

    為了使主功率管Q₁實現零電壓開通，要求諧振電感L_k與主功率管結電容C_r諧振周期的四分之一大于或等于輔助功率管Q₂關斷時間與主功率管Q₁開通時間的時間間隔T_d，即：

3.4 輸出濾波電容C_o

其中，ΔU_o為輸出電壓紋波。

4 仿真驗證

    Saber是美國Analogy公司開發的一款功能強大的系統仿真軟件，兼容模擬、數字、控制量的混合仿真。本文在分析有源箝位反激變換器工作原理的基礎上，使用Saber軟件進行仿真驗證。鑒于本文僅對有源箝位反激變換器主拓撲電路進行分析研究，所以為了敘述簡單，僅搭建了一個開環控制電路，但不影響對電路特性的分析和判斷。

    主電路設計參數如下：L_m=253 μH，C_c=360 nF，C_r=16 nF，C_o=140 μF，L=9.6 μF，Rz=4.8 Ω。

    基于Saber分別對反激電路和有源箝位反激電路進行仿真。反激電路的仿真結果如圖4所示。從圖中可以得知：主功率管Q₁承受的電壓應力較大，最大值為V_{ds_Q1}=698 V。主功率管Q₁不是零電壓開通，其漏源極電壓的尖峰很大而且高頻振蕩比較嚴重。主功率管Q1的瞬時損耗為P_{loss_Q1}=98 W。

    有源箝位反激電路仿真結果如圖5、圖6所示。從圖5中可以得知：相比于反激電路，有源箝位反激電路中，變壓器漏感引起的關斷電壓尖峰被消除了，功率管電壓應力明顯降低。最大值為V_{ds_Q1}=570 V。主功率管Q₁的瞬時損耗為P_{loss_Q1}=1.84 W，而且主開關Q₁實現了零電壓開通和關斷，主功率管損耗明顯降低。

    圖6顯示：輔助功率管Q₂的瞬時損耗為P_{loss_Q2}=2.54 W。輔助功率管Q₂也實現了零電壓開通（ZVS）。  

5 結論

    本文通過對有源箝位反激電路工作過程的分析，設計了該電路關鍵器件的參數，最后通過Saber軟件進行仿真比較并驗證分析結果，仿真結果表明：針對傳統反激變換器存在的缺點，把有源箝位技術應用于反激變換器中，可以實現功率管的零電壓開關（ZVS）；抑制功率管的電壓尖峰,在375 V的直流供電回路中，主功率管Q₁漏源級電壓降低了128 V，主功率管Q1的瞬時損耗降低了96.16 W。仿真結果與分析結果一致：有源箝位技術可以降低反激變換器的損耗，提高反激變換器的效率。

參考文獻

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