0 引言

    通常情況下逆變器要有較寬的工作電壓范圍，對于電壓型逆變器而言直流側電壓要高于交流側的電壓^[1-4]，為適應直流輸入電壓大幅變化的特性，目前大多數逆變器采用兩級結構：在并網逆變器前加一個Boost升壓電路^[5-7]，該方法在提高直流母線電壓的同時也大幅提高了Boost電路的電壓應力和電流應力，需要使用耐壓值更高的開關管和體積更大的電感器，這增加了開關損耗和系統成本。針對此問題，本文提出了一種雙電源四輸入端三電平逆變器，該電路通過兩個直流電源和兩個Buck變換器為后級提供四路電平，直流側電壓的調節由前級Buck完成，因為Buck電路的電壓應力和電流應力比Boost升壓電路要小很多，可以有效降低前級的損耗和成本；后級逆變電路通過四路電平與前級相關聯，穩定狀態下前級Buck電路以較小的功率工作或者不工作，后級電路在不同狀態下工作在不同的三電平狀態，能進一步減小逆變器的開關損耗。最后在Simulink中對雙電源四輸入端三電平逆變電路進行了仿真驗證。

1 主電路拓撲結構及工作原理

    本文提出的雙電源四輸入端三電平逆變器拓撲電路由電源提供部分和三相逆變橋路部分組成，見圖1。

1.1 電源提供部分

    電源提供部分由直流電源Vs1、Vs2，電容C1、C2和Buck變化器組成，其中開關管Ts1、二極管Ds1、電感L1組成Buck1變換器，開關管Ts2、二極管Ds2和電感L2組成Buck2變換器。為后級逆變電路提供4路電平V3、V2、V1、V0，其中V3=Vs2+Vc1為電源Vs2與C1兩端電壓Vc1之和，V2=Vs2為電源Vs2電壓，V1=Vc2為C2兩端電壓Vc2，電壓Vc1、Vc2由對應的Buck變換器提供。

    電平V3、V2、V1、V0通過后級電路可形成4條電流回路：由V3輸出經V1流入；由V2輸出經V0流入；由V3輸出經V0流入；由V2輸出經V1流入。前兩條回路的電流由電源Vs1或Vs2提供，此時Buck電路不工作。后兩條回路的電流大小如果相等，則系統處在平衡狀態，前級Buck電路不工作；如果不相等，前級Buck電路以較小的功率即可使逆變電路恢復到穩定狀態。

    當直流側電壓V3低于要求的工作電壓時，Vs1通過Buck1變換器向后級電路供電，C1兩端電壓Vc1升高，電壓V3=Vs2+Vc1隨之提升，見圖2。當開關管Ts1導通時，Vs1供電，電感L1蓄能，如圖2(a)；當開關管Ts1關斷，電感電壓不能突變，經續流二極管Ds1向電容C1和后級電路放電，如圖2(b)。同理，當電壓V1變低時，Vs2通過Buck2變換器向后級電路供電。

1.2 三相逆變橋部分

    本文提出的四輸入端三電平逆變器是在傳統三電平逆變器的基礎上提供了4個輸入端，不同狀態下逆變器工作于不同的三路電平，圖3為A相橋在不同開關態下輸出電壓的等效電路圖。

    當Ta1導通時逆變器輸出電壓V3見圖3(a)；Ta2與電平V2間加一個二極管Da1，由于Da1的作用，Ta2導通時電平V2只能向外電路輸出電流，見圖3(b)；Ta3與電平V1之間加一個反向二極管Da2，由于反向二級管Da2的作用，當Ta3導通時電平V1只能向內流入電流，見圖3(c)；當Ta4導通時，逆變器輸出電壓V0，見圖3(d)。

    當A相電壓相對于參考電壓為正時，Ta1、Ta2、Ta4交替導通，Ta3一直關斷，輸出電壓在V3、V2、V0之間跳變；當A相電壓相對于參考電壓為負時，Ta1、Ta3、Ta4交替導通，Ta2一直關斷，輸出電壓在V3、V1、V0之間跳變。逆變器每一相在正負半周內的電壓均由幅值不同的三路電平提供，電平V3-V2和V0-V1間的電壓較小，減小了大電流時開關管承載的電壓變化幅值；電平V2-V0和V1-V3間的電壓稍大，雖然相應地加大了小電流時開關管承載電壓的變化值，但綜合效果有助于降低后級電路的開關損壞。

2 逆變器控制策略

    針對本文提出的雙電源四輸入端三電平逆變器電路拓撲結構，在此采用了三次諧波注入PWM調制方法。

    三次諧波注入PWM是在正弦調制信號上疊加三次諧波，也稱為THIPWM，三次諧波注入法可以有效增大線性調制范圍，降低開關損耗^[8-9]，同時由于三相逆變器電路的拓撲結構及無中線的負載連接方式，三次諧波在各相橋臂間消除，輸出線電壓和線電流中均不含三次諧波。此外三次諧波注入法應用于雙電源四輸入端三電平逆變器還可以增大電路在V3-V2和V0-V1電壓間的工作時長，減小在V2-V0和V1-V3電壓間的工作時長，有助于進一步降低后級逆變電路的開關損耗。

圖4所示為三次諧波注入示意圖，其中Vacr為正弦參考信號，Von為三次諧波注入信號，Vdcr為調制信號，三次    諧波信號Von由正弦參考信號Vacr取得。

    設參考信號V_acr的數學表達式如下；

    將三角函數化簡可得：

    在本文采用的THIPWM調制方法中取α=1/4，即注入的三次諧波幅值為參考信號幅值的1/4，此時輸出電流的諧波最小^[10]，且能保持較大的線性調制范圍。

    圖5所示為四輸入端三電平逆變器單相的調制波形圖，其中Uc1和Uc2為載波信號。

    當V_dcr相對于中性點為正時，U_c1幅值為[V3 V2]，U_c2為[V2 V0]。當V_dcr≥U_c1時，Ta1導通輸出V3；當V_dcr<U_c1且V_dcr>U_c2時，Ta2導通輸出V2；當V_dcr≤U_c2時，Ta4導通輸出V0，Ta3一直關斷。

    當V_dcr相對于中性點為負時，U_c1幅值為[V3 V1]，U_c2為[V1 V0]。當V_dcr≥U_c1時，Ta1導通輸出V3；當V_dcr<U_c1且V_dcr>U_c2時，Ta3導通輸出V1；當V_dcr≤U_c2時，Ta4導通輸出V0，Ta2一直關斷。

    調制信號大部分時間內在電壓幅值較小的[V3 V2]和[V1 V0]間進行調制，較小時間段內在[V2 V0]和[V3 V1]間調制，可進一步降低后級電路的開關損耗。

3 實驗仿真

    基于上述理論，在MATLAB/Simulink中針對雙電源四輸入端三電平逆變器系統進行了可行性仿真。如圖6所示為雙電源四輸入端三電平逆變器的前級電源提供部分的仿真電路，電源Vs1、Vs2和前級Buck變換器為后級電路提供4路電平V3、V2、V1和V0，前級Buck變換器分別由直流側電壓V3和V1反饋控制。仿真電路主要模型參數為:電源電壓Vs=400 V，調制波幅值311 V，頻率50 Hz，載波頻率5 kHz，負載電阻5 Ω。

    設仿真電路中逆變器最低輸入工作電壓為700 V，當直流側電壓低于要求時前級Buck電路工作，為后級電路提供穩定的4路電壓V3、V2、V1和V0。圖7為直流側電壓降低時Buck電路提供的四路電平，其中電壓V2=Vs2=400 V，電壓V0=0 V，電壓V3=Vs2+Vc1=700 V，電容兩端電壓Vc1=300 V，電壓V1=Vc2=300 V。

    圖8所示為穩定工作狀態下前級Buck電路中電感流過的電流，前級變換器中的電流及其波動較小，可以有效降低前級電路的開關損耗和電感體積成本。

    圖9為前級兩個Buck變換器在不同輸入工作電壓下所對應的功率，在允許范圍內，工作電壓越高，前級功率越小，體現了雙電源四輸入端三電平逆變器的優勢。

    圖10所示為逆變器各相橋的相電壓，在相對正半周內相電壓在V3-V2-V0間轉換，負半周內在V0-V1-V3間轉換，這有助于進一步降低后級電路的開關損壞。

    圖11為逆變器輸出的線電壓經過濾波后的波形及其諧波分布，可見線電壓輸出波形好，FFT分析1 000次以內的總諧波失真小，可為電網或負載提供較好的電能。

4 結論

    本文提出一種雙電源四輸入端三電平逆變器拓撲結構并采用三次諧波注入PWM調制方法。該調制方法不僅能增大線性調制范圍，減小輸出諧波含量，還能增加后級逆變電路在窄電壓范圍的工作時間，能進一步降低后級電路的開關損耗。該逆變器結構能以較低的前級損耗和成本使后級電路工作在穩定直流電壓下，且后級電路的損耗較低。最后通過Simulink仿真驗證了電路結構的正確性和可行性，這對既要求有比較寬的工作電壓范圍，在電壓較低時也能繼續工作，又要求較低損耗和成本的兩級逆變器有很好的參考價值和現實意義。

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