一般說來，工頻功率電源是由信號產生、功率放大、輸出控制三大部分組成。其中，信號發生電路是工頻功率電源的核心。它是用來產生多相正弦波信號，并完成對信號的頻率、相位和幅度的調節。
信號產生電路，既可以由模擬電路實現，電可以由數字電路產生。由模擬電路設計的電源稱為模擬信號源，由數字電路設計的電源稱為數字信號源。
1 模擬和數字信號源的區別
模擬信號源輸出頻率和相位可實現連續可調；可使輸出信號有很高的穩定性。缺點是：相位及頻率的時間穩定性差；調節相位時對幅度有影響；且頻率及相位無法直接顯示；電路調試困難，工藝結構復雜，難以實現程控。
數字信號源輸出幅度、頻率和相位的時間穩定性好；調節相位時對幅度沒有影響；數字電路容易調試，工藝結構簡單，與計算機接口方便，易實現程控。幅度、頻率和相位雖不能連續調節，但足以滿足實際需求，所以工頻功率電源多是數字信號源。
2 波形的分解與量化
要實現信號源的數字化，首先把要得到的波形進行分解和量化，然后再對分解和量化的波形進行合成。即按順序將波形的幅值以數字信息存入存貯器，工作時，再以相同的順序取出相應幅值，經D／A電路變換成模擬量，輸出所需的各種波形，假設我們欲得到圖1(a)所示的正弦波。
如果在一個周期內，將該正弦波等分成16段，即以n°=360°/16=22.5°為間隔分成16個點。在峰-峰幅值之間共分成土100個等級，16個點的量化等級即如圖1中所示；如在一個周期內，將該正弦波等分成30段，即以n°=360°／30=12°為間隔分成30個點。在峰-峰幅值之間共分成±100個等級，30個點的量化等級即如圖1(b)所示。
很顯然，一個周期內分解的點數以及幅度的量化級越多，波形越逼真。由此產生一個完整的正弦波所需的數據量就越
大。幅度量化的級數越多，設計電路時所需的D／A位數就越多，成本就越高，但D／A位數少時，輸出波形不平滑，含有高次諧波，需用低通濾波器濾除，而低通濾波器會產生附加相移。
一般是根據相位的調節細度來選擇分解的點數，根據設計的等級來選擇量化的級數。假如需要設計一個相位調節細度為1°，幅度調節細度為不大于0.5％的數字源。因為相位調節細度為1°，則可取360個點；8位D／A的量化等級為1／256=0.0039=0.39%<0.5％。即一個完整周期的正弦波分為360個點，每點的幅值用8位二進制數表示，并且采用偏移二進制數雙極性碼。所謂偏移二進制雙極性碼，就是將自然二進制碼對應的模擬量平移后得到的，它將模擬量的零值移至與數字量80H相對應。這樣，當Sin90°=1時，量化值為FFH；sin180°=0時，量化值為80H；sin270°=-1時，量化值為00H。
另外，存貯該正弦波數據所需的存貯器容量為360×8位。
確定了上述波形信息，就可進行波形的合成。
3 波形的合成
如圖2所示，假定住ROM里已存貯了上述波形信息。波形計數器依次送山ROM里的地址信息0～359。在地址信號作用下，依次取出存入ROM里的各點幅伉數據，并送入D／A。在D／A中把幅值的數字信息變為相應的模擬電流，經運算放大器將電流信號變為電壓信號，再通過低通濾波器濾除高次諧波，便可得到光滑的正弦波。
D／A變換及運放濾波電路如圖3所示。
圖中DAC0832是8位CMOS D／A芯片，的數字信號經兩級鎖存，輸出的是電流信號，輸出電流與輸入的數字量NB的關系如式1所示
根據圖中電路接法可知
按照式3可算出輸出電壓Uo與輸入二進制數的關系，如表1所列。它符合偏移二進制雙極性碼的姚律。
4 數字調幅
由式3可見，要改變輸出正弦波的幅度，只要改變形成波型的基準電壓UREF即可，而UREF是由D／A 2提供的，如圖4所示。所以只要改變輸入給D／A 2的數字量即可改變合成數字波形時的基準電壓UREF。這樣也便于實現幅度的程控調節。至于D／A 2的位數，應由輸出幅度的調節細度來決定，當要求調節細度較高時，D／A2的位數應高一些，該例中調節細度為不大于0.5％，使劇DAC0832即可。
5 頻率合成
當然，對于單相工頻電源來說，要使頻率能在一定的范圍內連續可調，并且有很高的穩定度，就要用到頻率合成技術。所謂頻率合成技術，就是將一個基準頻率fo變換成一系列的新頻率fl=Nfo，并且這些新頻率的穩定度要與基準頻率相當。根據頻率穩定度及調節細度的要求來設計出相應的變頻電路；對于多相工頻電源來說，還有數字移相電路，這里不再累述。
本文所闡述的主要足信號發生電路在工頻功率電源中的實現，其實該電路可實現任意的波形輸出，而且通過配合相應的電路，可產生任意頻率和相位可調的波形。該電路原理的實現具有廣闊的應用前景。