引言

　　駐波比（VSWR）是用來測量射頻電路中阻抗失配度的指標。駐波比過大會將會影響通信距離，降低信息傳輸的質量，并且會導致射頻電路出現一系列問題。位于天線前端的功率放大器是對駐波惡化最為敏感的部件，反射功率返回到功率放大器中，情況嚴重時可導致高功率放大器造成永久性損壞，我們通常稱之為駐波失效。在這種情況出現時，對高功率放大器進行有效的保護是十分重要的。

　　沿著傳輸線傳輸的電壓和電流是通過某特定比值聯系起來的，這個特定比值稱之為特性阻抗Z0。當功率放大器輸出端接有與傳輸線特性阻抗相等的負載時，射頻能量將全部傳送到負載上，而阻抗失配將導致駐波的產生。當阻抗失配時，入射波電壓與反射波電壓相疊加，在傳輸路徑上將產生電壓的最大值Vmax和最小值Vmin，定義Vmax/Vmin為電壓駐波比VSWR。

　　我們知道：

　　如果反射系數已知，就可以計算出駐波比：

　　這里Vi是入射波電壓，Vr為反射波電壓，Z0為特性阻抗，Z1為負載阻抗。反射系數

。

　　由此看來，功率放大器駐波比的測量與保護的問題最終可以歸結為功率放大器輸出端正、反向功率檢測，以及使用合適的電路方案實現對功放部件實施保護的問題。

　　射頻功率檢測

　　傳統的檢波電路是利用二極管半波整流特性實現的，其輸出檢波電壓正比于輸入電壓，與輸入功率成指數關系。帶有溫度補償的二極管檢波器在較大的檢波輸入功率條件下（+10～+15dBm）可以具備很好的性能，而當輸入功率降低時，其性能會急劇惡化。因此，在發送信號的峰值-平均功率比不固定的時候，便難以做到對功率的精確測量。此外，二極管檢波電路工作頻帶相對較窄，在寬帶場合應用時會造成檢波平坦度的惡化，導致全頻帶范圍內檢波值的一致性無法滿足要求。

　　相比較而言，真有效值對數檢波器的動態范圍更寬，最高的可以達到100dB。并且其線性特性和溫度穩定性也能夠在整個動態范圍內保持恒定，最重要的一點是，真有效值對數檢波器的輸出檢波電壓與輸入信號電平成正比，也就是通常我們所說的具有對數響應特性。對數檢波器的對數響應特性使其在駐波比檢測和增益測量方面得到了廣泛的應用。本文所提出的駐波保護電路方案中使用的是ADI公司的一款真有效值功率檢測器AD8362，它適用于測量無線通信設備所通用的復合調制波形，包括峰值因數（峰值-平均功率比）不斷變化的復雜調制信號。在整個動態范圍和-45℃～+85℃的溫度范圍內保證有優良的精度和溫度穩定性。 AD8362提供以分貝（dB）為單位、經過精確標定的50mV/dB線性輸出電壓，動態范圍超過60dB。另外，AD8362的工作頻率上限可高達2.7GHz，非常適合寬頻帶應用。

　　功率放大器過駐波保護電路方案

　　在大功率無線通信發送設備中，為了對射頻功率放大器實施有效的輸出駐波比檢測和保護，系統通常要求：當功率放大器輸出駐波小于等于3時，功率放大器正常工作；當輸出駐波位于3和6之間時輸出功率降低10dB；當輸出駐波大于6時立即關閉功放以對功放實施保護。

　　根據系統要求筆者設計了圖1所示的駐波檢測和保護控制電路，電路中使用了定向耦合器、AD8362真功率對數檢波器、單電源運算放大器、門限比較器以及衰減器。衰減器可以用∏型電阻網絡實現。在射頻頻段，定向耦合器可以用寬邊耦合帶狀線實現，該類定向耦合器的具有尺寸小、損耗低、耦合平坦度及方向性好等優點。下面我們針對圖1所示電路方案進行分析。

圖1  駐波檢測電路原理圖

　　圖1中Pf代表從功率放大器輸出至天線的功率，我們稱之為入射波功率；Pr代表從天線端反射的功率，我們稱之為反射波功率。入射波功率和反射波功率的單位都為mW。假定定向耦合器的耦合度為C，方向性為D，正反向檢波支路上的衰減器的衰減量為A，那么可以很容易地由圖1得出：

　　入射波耦合到正向檢波支路入口處的電平值為：

　　反射波耦合到正向檢波支路入口處的電平值為：

　　那么，正向檢波支路入口處的總功率為，對應的電平值為

　　同樣可以得到，反向檢波支路入口處的總功率為，對應的電平值為

　　因為AD8362的檢波特性函數可以表示為：，也就是，即輸出檢波電壓和檢波器輸入電平呈線性關系。

　　因此正向檢波輸出電壓和反向檢波輸出電壓分別為：

　　根據反射系數的定義，知道：

　　將（6）式代入（5）式可以得到：

　　從公式（7）可以看出，定向耦合器的耦合度C對于正反向兩路檢波器的差值是沒有影響的，但定向耦合器的方向性對其的影響是顯著的。用matlab工具畫出與反射系數之間的關系曲線（圖2）。

圖2  用matlab工具畫出與反射系數之間的關系曲線

　　從圖2中的曲線可以看出，與反射系數呈現單調的函數關系，也就是說，當值確定以后，就可以由公式（7）唯一地確定。隨著方向性D的增大，對應于不同反射系數的值之間的差別相應增大，這有利于我們在實際應用中針對不同的駐波情況進行處理。相反，隨著方向性D的減小，曲線的變化趨于平緩，不同的反射系數對應的之間的差別減小，很難針對不同的駐波情況進行區分和保護。這個結果對定向耦合器的方向性指標提出了要求，通常情況下，方向性在15dB以上就能夠很好地滿足實際需求了。

　　我們可以很容易地根據駐波比與反射系數的數學關系：計算出當VSWR等于3和6時分別對應的反射系數分別為1/2和5/7。將該值代入（7）式中，并且假定定向耦合器的方向性為20dB，就可以得到駐波比為3和6時正反向檢波電壓之差分別為0.29和0.14。我們將檢波器之后連接的運算放大器的增益設定為10，那么。有了這樣的關系，可以將運算放大器的輸出和已設定的兩個門限相比較，當時，功放正常工作；當時，控制電路控制衰減器使功放輸出衰減10dB；當時，控制電路關閉功放，同時向系統發出高電平-過駐波告警信號。

　　結語

　　實時的駐波比檢測和保護電路是完整射頻功放電路設計中不可缺少的部分，利用對數檢波器結合定向耦合器、運算放大器電路和相應控制電路實現的實時駐波門限檢測電路，簡化了實際電路的設計過程，提高了駐波比檢測的準確度。電路試驗表明，本文所提出的方案能夠高精度地檢測射頻功放電路的輸出駐波狀態，并能及時、有效地對功放輸出負載發生變化時作出反應，極大地提高了功率放大器的可靠性。

　　參考文獻：

　　[1]  Steve C. Cripps,RF Power Amplifier for Wireless Communications，1999.

　　[2]  清華大學《微帶電路》編寫組，微帶電路，人民郵電出版社，1979.

　　[3]  R. Brounley,“Mismatched Load Characterization for High-Power Amplifiers,” High Frequency Elec-tronics,April 2004.

　　[4]  50Hz to 2.7GHz 60dB TruPwr Detector，Analog Device，Inc.，2004.

　　[5]  ImprovingTemperature，Stability，and Linearity of High Dynamic Range RMS RF Power Detectors.Application note AN-653，Analog Device，Inc.，2003.