FAE博士：
我出于好意做了一個調整，將電壓模式控制DC-DC電源中的輸出濾波電容換成了零等效串聯電阻(zero-ESR)。調整后，電源在負載快速變化時卻變得不穩定，把我老板氣壞了。是不是任何調整都得付出代價？- 心急人

心急人：
這個問題其實很簡單……有一點讓我常常覺得奇怪，就是人們總愛把事情變得復雜化。如果你設計的是反饋回路，那么負反饋就是你忠實的朋友，對穩定性有好處；而正反饋則會把你的放大器變成一個震蕩器。反饋回路使用的是反相放大器，相移為180度。但還有一些其它的因素會影響這個180度相移，如果影響過大，就會超過你的裕度，可能將友好的負反饋變成危險的正反饋。

除提到你的電源為電壓模式控制外，你沒給我任何有關電路的細節，但這不妨礙我回答你的問題。一個人智商很高(順帶一提，是181)有這個好處：對這類電路細節，即使你沒有說清楚，我也幾乎了如指掌。你使用了一個降壓轉換器，其輸出有一個類似下圖所示的LC電路：

圖1：SPICE仿真

假設電容的ESR為零，該LC就是一個低通濾波器，其-3db拐點頻率為：

 這是一個雙極電路，因此其拐點頻率以上的頻響曲線斜率為-40dB/decade(12分貝/倍頻程)。圖1的SPICE仿真結果可看到這一點。請注意拐點頻率附近的輸出特征諧振“峰”(圖中實線)和0到180度快速相位變化(圖中虛線)。由于相位變化很快，回路很難穩定。該頻率附近的任何信號都會很快變成正反饋信號。怎么了得！

作為經驗之談，當電路(指單極電路)處于最大相位滯后為90度的零增益時，頻響曲線斜率最好為-20dB/decade (6分貝/倍頻程)。那就要有辦法將-40dB/decade變為-20dB/decade而不需增加任何成本。我們可用一個寄生元件來實現這樣的頻響…即借助電容的ESR來實現零增益時所希望的頻響。

電阻RESR和電容CAP構成的RC電路的拐點頻率為：

 在該拐點頻率以上，頻響曲線的斜率從-40dB/decade變成 -20db/decade….這正是零增益時我們想要的結果。就讓我們來看看，在我們感興趣的頻率范圍內增加一個適當的串聯ESR(100毫歐)，頻響會怎樣?

圖2：增加電容ESR

注意：現在的相位是按90度變化，而不是180度。

ESR最好小點，畢竟ESR上的損耗意味著能量浪費。因此，人們都喜歡ESR為零的電容(包括陶瓷電容)。不過，我們還必須考慮電源回路的設計。通常，這相當于在單零點(Type-2)補償電路上添加一個電容來構成一個雙零點(Type-3)電路。如果有機會的話，我很樂意在以后再詳細討論這種雙零點補償電路。另一個簡化反饋電路的方法是使用電流模式控制(這種模式允許我們將輸出等效成一個電流源，并將濾波電感從反饋回路去除。不過，這不是我們今天要談論的話題)。

我很樂意解決你所有的問題，甚至包括那些與技術無關的問題。

所以我現在就回答你最后的問題：是否任何調整都得付出代價？的確如此。這可是個令人無奈的事實啊。

參考資料：
Abe Pressman’s Switching Power Supply Design (Second Edition) McGraw-Hill
Optimum Feedback Amplifier Design for Control Systems, Timothy E. Biesecker (http://www.venable.biz/tp-03.pdf)