隨著社會發展，電源技術已經發生了巨大變化。對于低壓直流電源來講，如何準確、快速測試其帶負載能力是電源界一直研究的問題。傳統測試方法一般都采用電阻、滑線變阻器等充當測試負載，但這些負載不能滿足對負載多方面的要求[1-2]，如恒定電流的負載[3]、隨意調節的負載、恒功率的負載、動態負載等。本文將電子技術和微控制技術引入負載裝置，設計并制作了用于測量低壓直流電源帶負載能力的裝置——電子負載。系統的MOS管工作在開關狀態，與參考文獻[4]的設計方案剛好相反，系統可以實現恒流、恒阻、恒功率等模式，可接受最大輸入電壓為100 V，恒流模式下最大恒流值為10 A，精度在1%以內；恒阻模式下最小恒阻值為0.32 Ω，精度在3%以內；恒功率模式下最大可設定功率為100 W，精度在3%以內。目前該電子負載已投入使用，取得了良好效果。

1 系統結構設計
　系統主要由斜波發生器、PWM波產生驅動電路、能量耗散電路、電流/電壓采樣電路、誤差放大電路、微控制器等組成。其原理框圖如圖1所示。

    恒流模式下，控制器將設定電流值通過DAC送入誤差放大器的反相端。如果某一時刻待測電源實際輸出電流值低于設定值，則誤差放大器的輸出為負，從而PWM波的占空比增大，使實際電流值增加，逼近預設電流值，反之亦然。這里引入PI調節[5]，待測電源的實際電流值與預設電流值相差越大，誤差信號就越大，PWM波的占空比變化也就越大，使待測電源的實際電流很快地接近并等于預設電流值。由于誤差放大器的放大倍數很高(上萬倍)，在電路穩定的情況下可將誤差放大器的同相輸入端和反相輸入端的電壓視為相等，使負載電流值等于控制器的預設值，實現恒流。
   恒阻模式下,微處理器首先采樣得到待測電源電壓，再根據設定電阻值計算出所需電流值,然后通過DAC送入誤差放大器的反相端。由于待測電源電壓可能變化，因此控制器須不斷采樣待測電源電壓，一旦電壓變化就要立刻改變送入DAC的值。為提高精度，軟件內部采用軟件補償和過采樣。
　恒功率與恒阻模式的控制方式是一樣的，只是計算控制電流值的公式不一樣，這里不再贅述。系統將硬件與軟件相結合，既克服了軟件反饋響應慢的不足又避免了純硬件實現電路復雜的缺點。同時，系統采用中斷鍵盤輸入能量耗散方式(恒流、恒阻、恒功率)和耗散值，在系統工作時，可通過電壓電流采樣實時顯示待測電源的電壓和電流值。
　另外，由于閉環負反饋的反饋環路（由PWM波發生電路、MOS管驅動電路、電流采樣放大電路、誤差放大電路等組成）較大，信號在一定程度上會延遲，因此必須在反饋環路上添加相位補償網絡，防止電路震蕩。
2 系統硬件電路設計
2.1 MOS能耗管電路
　電子負載是將待測電源能量按特定方式(恒流、恒阻、恒功率等)進行耗散，用以測試待測電源的帶負載能力。本系統的MOS管電路就是能量耗散電路[6]，其具體設計電路如圖2所示。

　 圖中，POWER和PGND為輸入待測電源；Vin為輸入PWM波，控制MOS管的導通和關閉；R44、R45、R47、R48為1 ?贅 25 W的功率電阻；R46為高精度模壓電阻，實現電流采樣。此處采用多路MOS管并聯有兩個好處：
    (1)增強電路能量耗散能力，提高電路冗余度。如果其中一路MOS管電路損壞，其他MOS管電路都能正常工作，提高了系統的可靠性。
    (2)多路MOS管電路并聯減小了MOS管電路的導通電阻，增加了系統的電流測試能力。
    由于功率耗散電路流過的電流較大，為了保護弱電控制部分不被干擾，系統在PCB板布局時將弱電控制部分和功率耗散部分分開布局，分開敷地，將功率耗散部分的地線引到弱電控制部分最初的輸入電源處進行共地，以減小干擾。
　另外，MOS管電路是并將待測電源能量以熱量的形式耗散，在MOS管電路工作時會產生大量的熱量，系統在MOS管上安裝散熱片，并在其電路旁邊添加風扇，保證電路能長時間穩定工作。
2.2 電流采樣電路
　系統電流采樣電路如圖3所示。圖中，POWER和PGND為待測電源。Vin為輸入PWM波，控制MOS管的工作狀態(圖中的MOS管應該有四個并聯，這里為了簡潔，只畫了一個示意)；R23為負載電阻；R31為超高精度模壓電阻，其阻值為0.05 Ω。系統MOS管工作在開關狀態，采樣得到的電流信號是一個矩形波，故需對電流信號放大并積分,得到流過MOS管能耗電路的平均電流值。

 
    輸出電壓通過控制器的ADC采樣即可得到流過MOS管能耗電路的電流。系統采用TL082對信號進行處理，TL082具有功耗低、輸入阻抗高、耐共模電壓高、價格便宜等特點，滿足系統要求。
2.3 電壓采樣電路
    恒阻或恒功率模式下都需要知道待測電源的電壓值，根據預設值和電壓值計算出所需設定的電流值。圖4為系統的電壓采樣電路。圖中POWER和PGNG為輸入待測電源，Sample1為電壓采樣調理電路的輸出端，送入控制器ADC端口進行采樣。設待測電源輸入電壓為Vin，經采樣電路后進入單片機ADC端口電壓為Vv，則Vin與Vv的關系為：

    圖4中，采樣分壓電阻R7和R13對系統精度有以下影響：在恒流模式下，使待測電源實際輸出電流比預設電流大；在恒阻模式下，使待測電源實際負載電阻比預設電阻??；在恒功率模式下，使待測電源實際輸出功率比預設功率大。為了減小分壓電阻對系統性能的影響，分壓電阻R7和R13的阻值應盡量大，同時采用軟件補償減小誤差。
    圖4中采樣輸入端添加LC濾波。由于系統能耗電路工作在開關狀態，在MOS管導通瞬間，負載電阻很小(約0.32 Ω)，待測電源電壓會被瞬間拉低，如圖5所示，在MOS管關閉時，待測電源電壓又恢復了正常。為了使采樣電壓更精確，需要在進入分壓電阻之前進行濾波，如圖4中的L1、C28，圖6為經過L1、C28后的波形，從圖6中可以看出波形得到了明顯改善。為了達到更好的效果，在運放放大信號的同時，使用同相積分(由U2、R12、C5、R19、C27組成)使電壓信號更趨于平均值；最后在輸出端加RC(R2、C29)濾波，得到最佳效果；另外軟件采用1 024次過采樣，提高精度。

    另外，在單片機ADC端口添加保護電路。由于待測電源電壓的不確定性，在電路輸出端加R2、D2(穩壓管)等器件保護單片機的ADC端口不被燒壞。如圖4所示。
3 微控制器控制值的理論計算
　系統采用DAC8531作為控制電壓發生器，將控制電壓輸出到誤差放大器的同相端，DAC8531具有功耗低、精度高(16位)、軌對軌輸出等特點，滿足本設計要求。輸出電壓由DAC寄存器內的二進制編碼D(在0～65 535之間)確定[7]：
    
    系統采用增強AVR RISC結構的ATmega16控制器為主控芯片，設計了良好的人機交互界面，其軟件流程圖如圖7所示。

4 系統提高精度的方法
   系統通過控制PWM波的占空比實現對待測電源的帶負載能力測試。系統采用了以下方法提高系統的穩定性和精度：
    (1)系統中的MOS管能耗電路是大功率部分,在PCB布局是將其與控制電路分開，在控制電路電源的最初點共地，以減小MOS管能耗電路對控制電路的干擾。(2)系統軟件采用1 024次過采樣提高電流、電壓的采樣精度，同時采用軟件補償方式減小采樣電阻R7和R13(詳見圖4)對系統工作的影響。(3)在芯片供電電源的就近處添加0.1 μF的退耦電容，以減小其相互影響。
5 測試結果
    系統對恒流、恒阻、恒功率功能的精度進行測試，主要測量待測電源的電壓和電流值。系統所選測試儀器有：MPS-3303電源箱兩臺；VC9807A+數字萬用表兩臺。由于電源箱MPS-3303的最大輸出電壓約60 V，因此電壓測試范圍為0~60 V。
    表2給出了本設計在恒流模式下預設2.00 A電流時的精度，從表中可以看出，系統精度在1%以內，達到了較高的指標。另外，系統預設功率小于100 W，如果超出該功率，則關閉MOS管，保護電路。從表中可以看出系統具有過載報警功能。

    表3給出了系統在恒功率模式下預設10.00 W、45.00W時的精度，從表中可以看出，系統在恒功率模式下的精度在3%以內，達到了較高的指標。

    限于篇幅，文中只給出了恒流、恒功率模式下的數據。恒阻模式下，系統精度仍在3%以內。
參考文獻
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[2] 楊振吉,付永杰.電子負載的設計[J]. 計量技術,2003(5):24-25.
[3] 陳廣贊,張莉,宋金巖.基于單片控制的恒流測試系統[J].電測與儀表, 2009,46(9):38-40.
[4] Meng-Yueh Chang， Jiann-Yow Lin, Shih-Liang Jung. Design and implementation of a real-time lossless dynamic load dimulator[C]. IEEE PESC′97,1997:734-739．
[5] 宋建成,劉國瑞,李永學，等. 基于改進重復控制和雙閉環PI控制的逆變器研究[J], 煤炭學報,2011(10):1768-
1772.
[6] 黃志瑛,謝光明.功率MOSFET在電子負載中的應用[J].科技資訊，2008(1).
[7] Texas Instruments. Digital to Analog converter DAC8531.2001.