文獻標識碼： A
文章編號： 0258-7998(2013)07-0031-04
隨著美國聯邦通信委員會(FCC)劃分3.1 GHz～10.6 GHz為民用頻譜之后，超寬帶UWB(Ultra-WideBand)技術因其具有較高的安全性能、較快傳輸速率以及在成本與功耗方面的明顯優勢，得到了國內外研究學者的廣泛關注，尤其是在無線通信領域[1]。該技術適用于中短距離傳輸，范圍一般約10 m。UWB低噪聲放大器LNA(Low Noise Amplifier)作為無線接收機中的第一個有源器件，目的是將從天線上接收到的微弱信號進行放大，同時盡可能低地引入噪聲，在整個系統中起著至關重要的作用。CMOS工藝憑借與數字基帶電路大規模集成和低成本兩大自身特點，成為本方案超寬帶、低噪放電路設計的首選工藝。
目前較流行的實現超寬帶的匹配方法有3種[2]，分別是電阻并聯反饋式結構、分布式結構、LC帶通濾波器。電阻并聯反饋式結構的缺點在于引入了熱噪聲，同時寄生電容降低了高頻范圍的性能；分布式結構雖然有高增益及良好的寬頻特性，但是所需的面積較大，難以集成且功耗較大；LC帶通濾波器方法是在國外比較流行的匹配方式，在噪聲和線性度方面都有較好的效果，能夠有效地拓寬頻帶，但是這項研究在國內還不太成熟。
本文提出了一種采用0.18 μm CMOS工藝在3 GHz～5 GHz的頻帶范圍內實現超寬帶、低噪聲放大器的設計方案。在輸入、輸出匹配中引入較為流行的LC網絡——二階巴特沃斯帶通濾波器，主體放大器為共源共柵及源極負反饋電感。該設計方案獲得了良好的噪聲系數NF(Noise Figure)，即NF<1.647 dB，且增益最大為15 dB。
1 電路設計
1.1 輸入阻抗匹配
完整的電路圖(如圖4所示)中L1、C1、Lg、Ct構成了二階巴特沃斯帶通濾波器的輸入匹配。其中Ct=Cp+Cgs1，Cgs1是輸入晶體管M1的柵源極的電容。由于Cgs1的電容值有限，所以加入Cp作為補償電容；Ls是源極負反饋電感，用來加強增益的平坦度。
輸入匹配等效小信號電路圖如圖1所示，若隔直電容C2忽略不計，則LNA的輸入阻抗為：
噪聲主要來源于放大器的第一級網絡，而第一級網
M3形成了電流鏡，Rf是阻值較大的電阻，一般為2.5 kΩ～3 kΩ，目的是減少偏置電路的電流對主體放大器的影響。作為偏置電路，為了減少整個系統的功耗，M3的柵寬值較小。L1、C1、Lg、Cp組成了二階巴特沃斯帶通濾波器。LS是源極負反饋電感，構成去耦電路，降低系統的品質因數Q值，增加了增益的平坦度。M1和M2組成了共源共柵電路，M2管能有效地減少M1管的柵漏電容引起的密勒效應，且在工作頻段能夠提供比較高的增益和穩定性。Cm是隔直電容，用來減少晶體管M1的漏極與M2的柵極之間存在的寄生電容，可以優化噪聲。Ld作為輸出負載，與輸出寄生電容產生諧振，減小噪聲系數，Co為耦合電容，Ld與Co共同組成了耦合負載電路。I_DC為M4放大管提供電流，M4、L22、C22、L33、C33組成了輸出匹配網絡，提高了匹配程度。
2 ADS仿真結果與分析
本文采用ADS 平臺對所設計的3 GHz～5 GHz頻帶內的超寬帶、低噪聲放大器進行仿真，衡量放大器的主要指標包括S參數、噪聲系數、穩定性、線性度。
(1)S參數分析
S11、S22代表輸入、輸出的回波損耗。如圖5所示，在3 GHz～5 GHz頻帶范圍內S11<-10.185 dB，S22<-14.544 dB，結果表明放大器輸入、輸出匹配良好。如圖6所示，在3 GHz頻率點上，增益S21為12.295 dB；在5 GHz頻率點上，增益為15.170 dB，帶內增益波動小于3 dB，表明增益較平坦，保證了放大器的放大效果。
(2)噪聲系數分析
放大器對噪聲系數有較嚴格的要求，噪聲的大小決定了放大器的靈敏度。如圖7所示，噪聲系數nf(2)在5 GHz頻率點（最大點）為1.647 dB，NFmin在5 GHz頻率點（最大點）為1.324 dB，達到了較好的指標。
本文設計了一款具有較低噪聲的UWB LNA，提出了輸入、輸出匹配均采用巴特沃斯帶通濾波器完成的電路；同時結合共源共柵及源極負反饋結構的特點，合理地選擇柵寬大小，大大減少了噪聲干擾。仿真結果表明，在3 GHz～5 GHz范圍內，增益大于12 dB且增益平坦，有效抑制了后級混頻器的噪聲，噪聲系數小于1.647 dB，在設計的頻率范圍內只有0.5 dB的變化；在1.8 V電壓下，功耗為13.2 mW，該電路具有一定的應用價值。
參考文獻
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[3] 桑澤華，李永明.一種應用于超寬帶系統的寬帶LNA的設計[J].微電子學，2006，36(1)：114-117.
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