查看下圖，了解三級(jí)放大器的總體架構(gòu)。
每個(gè)逐次放大器產(chǎn)生的噪聲與前一級(jí)產(chǎn)生的噪聲加總為 RMS 和，然后用較后功率級(jí)的增益進(jìn)行加權(quán)。對(duì)于一個(gè)三級(jí)架構(gòu)而言，其噪聲可表示為：
而增益就是各級(jí)增益的乘積，如下所示：
到目前為止，我們有了電路架構(gòu)和兩個(gè)方程式，但還未詳細(xì)介紹其實(shí)施方案。根據(jù)噪聲方程式，第一級(jí)將成為限制性因素。
對(duì)圖 1 所示的高增益配置的非反相輸入級(jí)噪聲，可用下式計(jì)算：
圖 1：簡(jiǎn)化噪聲模型
就現(xiàn)在的情況而言，我們需要選擇一種具有最低電壓噪聲的放大器。由于我們想在第一級(jí)實(shí)現(xiàn)最高增益的同時(shí)還希望保持良好帶寬，所以我們將把目光投向具有最高增益帶寬積 (GBWP) 的最低電壓噪聲放大器。簡(jiǎn)單進(jìn)行參數(shù)搜索，獲得下列結(jié)果。
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部件號(hào) |
輸入電壓噪聲密度 (nV/rtHz) |
GBWP (MHz) |
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OPA847 |
0.85 |
3900 |
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OPA846 |
1.1 |
1800 |
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LMH6629 |
0.69 |
3900 |
由于我們希望開發(fā) +5-V 系統(tǒng)，因而我們可為第一級(jí)選擇 LMH6629。在獲得 50-V/V 增益的情況下，仍有 78MHz 帶寬。
當(dāng)然，我們也可為任何其它級(jí)選擇相同的 LMH6629，但由于其他級(jí)的輸入電壓噪聲規(guī)格不必像第一級(jí)那樣嚴(yán)格，因而我們可進(jìn)一步擴(kuò)大搜索范圍，采用任何能夠?qū)崿F(xiàn)高帶寬和高增益的器件。電流反饋放大器以及保持帶寬基本獨(dú)立于增益在這里無(wú)疑是最佳選擇。敬請(qǐng)參見(jiàn)下表詳列清單。
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部件號(hào) |
增益@帶寬 (V/V) |
帶寬 (MHz) |
評(píng)論 |
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OPA683 |
100 |
35 |
最低功耗解決方案 |
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OPA684 |
100 |
70 |
最高等效 GBWP |
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OPA695 |
16 |
350 |
最高帶寬解決方案 |
在這里，我們可以根據(jù)放大器和所需帶寬考慮是選擇反相還是非反相增益電路。OPA695 可在反相配置中實(shí)現(xiàn)更低噪聲，而 OPA683 和 OPA684 則可在非反相配置中實(shí)現(xiàn)更低噪聲。
由于我們計(jì)劃在單級(jí)上實(shí)現(xiàn)高增益 (100-V/V)，因而增益電阻器可低至 10W。在反相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，這可能會(huì)給驅(qū)動(dòng)級(jí)造成額外的制約。增益電阻器應(yīng)維持在 10W 和 50W 之間，而反饋電阻則應(yīng)不超過(guò) 1.5KW。切記，頻率響應(yīng)受反饋電阻 (RF) 限制，而反饋電容 (CF) 極點(diǎn)則會(huì)因組件、板面布局等造成寄生反饋電容。
將上述各點(diǎn)應(yīng)用在電路中，并替換圖 1 中的理想放大器，就得到下面的圖 2。
圖 2：實(shí)施 10MHz 帶寬的 100,000-V/V 多級(jí)放大器。
可以在各級(jí)之間插入 RC 濾波器，以最大限度地降低所產(chǎn)生的噪聲。我們可將總體頻率響應(yīng)和 -3dB 帶寬擬合成 6 階極點(diǎn)[1]。