目前并網(wǎng)逆變器市場上大多采用工頻隔離型并網(wǎng)逆變器，由于工頻變壓器會使系統(tǒng)效率變低、體積大、成本高等缺點，近年來，高頻隔離型并網(wǎng)逆變器也逐漸成為研究熱點;但是逆變器的高頻化會帶來高電磁干擾(EMI)和高開關(guān)損耗，同時考慮到光伏并網(wǎng)系統(tǒng)作為大功率系統(tǒng)的應(yīng)用，因此移相全橋軟開關(guān)變換器(FB-ZVZCS)很適用于光伏并網(wǎng)中的DC/DC環(huán)節(jié)。
現(xiàn)階段，實現(xiàn)FB-ZVZCS的方法有很多，主要有滯后橋臂串阻塞二極管、原邊串飽和電抗器，副邊有源鉗位等等;文獻(xiàn)提出了一種副邊無源鉗位的ZVZCS變換器，本文結(jié)合光伏逆變器的特點并從電路結(jié)構(gòu)簡單、占空比丟失小、副邊整流二極管寄生振蕩小、效率高的角度出發(fā)，采用無源鉗位的ZVZCS變換器作為光伏升壓移相全橋DC/DC變換器。
1 原理分析及實現(xiàn)軟開關(guān)的條件
1.1 原理分析
圖1為無源鉗位的ZVZCS全橋變換器，該電路中超前橋臂通過并聯(lián)在兩個開關(guān)管V1和V3上電容的C1和C3來實現(xiàn)零電壓開關(guān)。而實現(xiàn)滯后橋臂零電流開關(guān)，是在續(xù)流期間通過鉗位電容Cc上的電壓反射到漏感Lr上，使得原邊電流迅速下降來實現(xiàn)的。
為簡化電路分析，先作如下假設(shè)：所有元件都是理想的;輸出濾波電容很大，可近似為電壓源，輸出濾波電感很大，可近似為電流源;電容C1=C3=Cr，變壓器匝數(shù)比為N1/N2=1/k，輸入電壓為Uin，輸出電壓為U0.在半個周期中，變換器一共有8種工作狀態(tài)，各階段主要波形如圖2所示;
模式1[t0~t1]
t0時刻，V1開通，由于變壓器漏感Lr的存在，原邊電流不會發(fā)生突變，V4零電流開通，如圖2所示。電壓Uin作用于漏感Lr，原邊電流Ip為：
模式2[t1~t2]
t1時刻，整流二極管VD2、VD3反向關(guān)斷，VD2、VD3兩端的反壓等于U0，無源鉗位電路開始工作，通過Cc和D2給Cf充電，鉗位電容Cc兩端電壓升高。這段時間內(nèi)有：
模式3[t2~t3]
t2時刻，二極管D2關(guān)斷，整流二極管VD2和VD3承受nUin電壓，原邊電流nI0，在這段時間內(nèi)，變換器經(jīng)變壓器向負(fù)載提供能量，Cc上電壓充至UCc(t2)=Uin-U0/2n并保持不變。
模式4[t3~t4]
t3時刻，V1關(guān)斷，由于并聯(lián)C1，V1實現(xiàn)了ZVS關(guān)斷，電容C1開始充電，C3開始放電。
模式5[t4~t5]
在t4時刻，鉗位二極管D1開始工作，原邊不足以向副邊提供能量，Cc通過Lf、Cf、D1開始向負(fù)載提供能量，同時C1繼續(xù)充電、C3放電至t5時刻。
模式6[t5~t6]
t5時刻，C3放電完畢，續(xù)流二極管D3開始導(dǎo)通，為V3實現(xiàn)零電壓開通提供了條件。V4處于續(xù)流狀態(tài)，此時原邊電流迅速下降，負(fù)載電流主要由鉗位電容Cc提供，流過Cc的電流增大，在t6時刻原邊電流減小為零，此時Cc的電流值達(dá)到最大。
模式7[t6~t6]
t6時刻，原邊電流為零，負(fù)載電流全部由鉗位電容Cc提供，整流二極管兩端承受的反壓隨鉗位電容Cc的放電下降。
模式8[t7~t8]
t7時刻，鉗位電容Cc中的能量被全部釋放，整流二極管VD1~VD4開始續(xù)流，變壓器原邊電流為零并且保持。在t8時刻關(guān)斷V4，實現(xiàn)了零電流關(guān)斷并結(jié)束前半個周期的換流;下一個時刻，V2零電流開通，開始進(jìn)入下半個周期的循環(huán)，工作模式和上述分析基本相同。
1.2 實現(xiàn)軟開關(guān)的條件
1.2.1 超前臂實覡ZVS條件
為實現(xiàn)零電壓開關(guān)，要求要有足夠的能量來使得同一橋臂開關(guān)管兩端并聯(lián)的電容充、放電，從而讓即將開通的開關(guān)管的反并聯(lián)二極管自然導(dǎo)通。所以要實現(xiàn)超前橋臂的零電壓開關(guān)，需要在開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷之前將電容C1和C3上的電荷抽走。根據(jù)模式4可得到最小死區(qū)時間。
Td》(C1+C2)Uin/2nI0 (3)
1.2.2 滯后臂實現(xiàn)ZCS條件
變壓器漏感Lr的大小是以能實現(xiàn)滯后橋臂ZCS為前提的，假設(shè)滯后臂開關(guān)管的開通時間為ton，要實現(xiàn)ZCS需要(t1-t0)》ton，則根據(jù)工作模式1可得：
Lr=Uint/Ip(t)≥Uin(t1-t0)/2nI0≥Uinton/2nI0 (4)
2 關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計
變換器采用了移相控制，超前臂兩開關(guān)管互補(bǔ)180°導(dǎo)通，兩開關(guān)管驅(qū)動信號之間設(shè)置一定死區(qū)，滯后臂設(shè)置與超前臂相同，只是在相位上有一定的滯后，滯后角度反映了有效占空比的大小。設(shè)計步驟如下：
(1)設(shè)置兩對橋臂的死區(qū)時間Td;
(2)設(shè)置占空比D，計算匝比k;
(3)根據(jù)式(1)算出諧振電感Lr，根據(jù)式(2)求出鉗位電容Cc;
3 仿真研究
為了檢驗上述分析，采用matlab仿真軟件對無源鉗位的ZVZCS全橋變換器進(jìn)行開環(huán)仿真(如圖3所示)，根據(jù)以上分析，設(shè)計電路參數(shù)為：輸入電壓Uin=36V，輸出Uo=400V，輸出功率Po=1000W，移相角30°，開關(guān)管頻率fs=20kHz，輸出濾波電容Cf=100 μF，輸出濾波電感Lf=3mH，超前橋臂開關(guān)管并聯(lián)電容C1=C3=0.2 μF，輸入濾波電容Cin=1000μF，諧振電感Lr=0.36 μH，鉗位電容Cc=100nF，仿真結(jié)果如下：
圖3為超前臂G1的管壓降和驅(qū)動波形;在G1導(dǎo)通之前VDS1下降為零，在G1關(guān)斷之前，VDS1保持為零，因此超前臂實現(xiàn)了ZVS.圖4為滯后臂G3的驅(qū)動電壓和流過G3電流波形;在G3開通之前，Ip電流保持為0，在G3關(guān)斷之前Ip電流下降為0，滯后臂實現(xiàn)了ZCS.圖5為變壓器原、副邊的電壓波形;原邊與副邊的占空比存在差異，副邊電壓上升比原邊電壓上升略微滯后，這是由變壓器原邊漏感Lr造成的;而在電壓下降時副邊電壓也滯后于原邊電壓，這是由無源鉗位電路所造成;總體來看，較傳統(tǒng)的ZVS變換器器占空比丟失有所減小。圖6是副邊整流二極管電壓、電流波形，經(jīng)過計算二極管電壓尖峰理論值為535V，實際副邊尖峰電壓約540V，二極管電流尖峰理論值5.1A，實際電流尖峰5.4A較傳統(tǒng)的ZVS變換器尖峰明顯減小。圖7是負(fù)載R輸出電壓、電流波形，由仿真圖可以看出，輸出電壓最終穩(wěn)定在400V左右，輸出電流最終接近2.5A，輸出功率Po=1000W.
4 結(jié)束語
本文結(jié)合光伏并網(wǎng)逆變器的特點介紹了一種無源鉗位的ZVZCS變換器，此變換器較好地實現(xiàn)了超前臂的ZVS、滯后橋臂ZVS，降低了系統(tǒng)的損耗;且原副邊占空比丟失較傳統(tǒng)的ZVS變換器有所減小，副邊整流二極管的寄生振蕩基本得到消除;設(shè)計了一套1kW的參數(shù)，通過matlab軟件仿真初步驗證了此變換器的正確性和可行性。