寬帶寬無(wú)線發(fā)射器常用模擬正交調(diào)制器（AQM）把復(fù)合（I + j*Q）基帶信號(hào)轉(zhuǎn)換為射頻（RF）。AQM內(nèi)含一個(gè)本機(jī)振蕩器（LO）輸入、一個(gè)生成兩個(gè)LO 90度異相的分相器、兩個(gè)混頻器（每個(gè)混頻器將基帶信號(hào)混頻為射頻）以及一個(gè)組合兩個(gè)信號(hào)的加法器（圖1）。

圖1 模擬正交調(diào)制器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

就一個(gè)完美匹配I和Q通路的理想AQM而言，基帶信號(hào)的w_BB頻率復(fù)頻為：

根據(jù)基帶Q的不同符號(hào)，得到w_BB- w_RF或者w_BB+ w_RFRF輸出的單頻

但是，實(shí)際狀況不見得理想，有三種可能出現(xiàn)的誤差：

1. 基帶DC偏差
2. I和Q分支之間的增益錯(cuò)配
3. LO相位誤差

圖2數(shù)學(xué)方法表示。

圖2 有偏差、增益及相位誤差的AQM的數(shù)學(xué)表示

DC 偏移會(huì)與 LO 混頻，產(chǎn)生 LO 饋通，即w_LO的頻率。I和Q分支的DC偏移加入正交，形成以下的LO饋通振幅：

    通過(guò)在基帶信號(hào)中添加一個(gè)反向偏差，可對(duì)LO饋通進(jìn)行校正。許多雙高速DAC或集成發(fā)射器解決方案，例如：TI的AFE7071等，都包括生成校正用基帶偏差的數(shù)字電路。找到I和Q基帶信號(hào)最佳DC偏差值的一種簡(jiǎn)單方法是，監(jiān)測(cè)LO饋通振幅，并反復(fù)地改變首個(gè)I DC偏差，然后再改變Q DC偏差，最終找到最小LO饋通（圖3）。在pass 1期間，Q DC偏差保持不變，而對(duì)I DC偏差進(jìn)行掃描，直到找到最小LO饋通為止。在pass 2期間，I DC偏差值維持在最低限度，而對(duì)Q DC偏差進(jìn)行掃描，直到找到最小LO饋通為止。在理想情況下，每個(gè)I和Q僅需要一個(gè)pass，但首批2個(gè)pass期間LO饋通最小值所產(chǎn)生的測(cè)量誤差，通常亦意味需要3個(gè)或者4個(gè)pass。

圖3 本機(jī)振蕩器饋通校正過(guò)程

   增益和相位誤差會(huì)導(dǎo)致無(wú)用混頻器抵銷不完全的結(jié)果—剩余量稱作邊帶抑制（SBS）。上下邊帶振幅以基帶Q輸入的增益誤差G和I分支混頻器LO的相位誤差?（弧度）作為開始，其為：

在這種情況下，低邊帶主導(dǎo)，而邊帶抑制為一個(gè)比率：

或者也可以用dBc表示：

圖4顯示dBc和相位及振幅誤差表示邊帶抑制的比較情況。

圖4 邊帶抑制（dBc）對(duì)比相位及振幅誤差

   使用上述類似方法求解LO饋通時(shí)，通過(guò)改變基帶信號(hào)的增益和相位來(lái)抵消AQM的增益和相位誤差，可以校正邊帶抑制（SBS）。如TI的DAC34SH84等高速插值數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC），包含了一些生成DC偏差、基帶信號(hào)增益和相位變化的數(shù)字電路，從而可以輕松修正AQM的缺陷。

   盡管LO饋通和SBS均可在任何狀態(tài)下獲得完美的校正，但最佳校正值會(huì)隨電源電壓、溫度、RF和基帶頻率、LO功率等而變化。通常，僅在制造期間進(jìn)行一次校正，之后，在系統(tǒng)起動(dòng)時(shí)，再對(duì)這些值進(jìn)行存儲(chǔ)和編程。在一次性校正以后，LO饋通和SBS的溫度、電壓和LO功率差異通常會(huì)在AQM數(shù)據(jù)表曲線圖中標(biāo)明（參見TI TRF3705數(shù)據(jù)表圖33-44）。LO饋通和SBS通常會(huì)好于–50 dBc（比未校正值好10-15 dB）。

下次，我們將討論電源噪聲對(duì)時(shí)鐘器件的影響，敬請(qǐng)期待。

參考文獻(xiàn)

TRF3705產(chǎn)品詳情：http://www.ti.com.cn/product/cn/trf3705。