在 DC 到低頻傳感器信號(hào)調(diào)節(jié)應(yīng)用中，僅依靠儀表放大器的共模抑制比 (CMRR) 并不足以在惡劣的工業(yè)使用環(huán)境中提供穩(wěn)健的噪聲抑制。要想避免多余噪聲信號(hào)的傳播，對(duì)儀表放大器輸入端低通濾波器中各組件進(jìn)行正確的匹配和調(diào)節(jié)至關(guān)重要。最終，才能讓內(nèi)部電磁干擾/無線電頻率干擾 (EMI/RFI) 濾波和 CMRR 共同作用，降低其他噪聲，從而達(dá)到可以接受的信噪比 (SNR)。

　　例如，請(qǐng)思考圖 1 所示低通濾波器實(shí)施。電阻傳感器通過一個(gè)低通濾波器網(wǎng)絡(luò)差動(dòng)連接至一個(gè)高阻抗儀表放大器，而低通濾波器網(wǎng)絡(luò)由 RSX 和 CCM 組成。理想情況下，如果每條輸入支線的 CCM 都完全匹配，則兩個(gè)輸入端共有的噪聲量將在到達(dá) INA 輸入端以前得到相應(yīng)的降低。

　　共模濾波器電容 (Ccm) 完全匹配時(shí)，噪聲幾乎被徹底消除。圖 2 顯示了 TINA SPICE 仿真的這一結(jié)果，其將一個(gè) 100 mVpp、100 kHz 的共模誤差信號(hào)注入到 INA333 輸入端。

　　這種方法存在的問題是現(xiàn)貨電容都有一個(gè) 5% 到 10% 的典型容差，這就是說如果每條支線的 CCM 反向不匹配，總差動(dòng)容差便會(huì)高達(dá) 20%。圖 3 更好地表示了這種電容不匹配，同時(shí)還顯示了電阻傳感器輸出端的共模噪聲輸入 (eN) 情況。

　　這種輸入不匹配 (?C) 形成截止頻率誤差，使共模噪聲 eN 差動(dòng)進(jìn)入 INA 輸入，之后被增益輸出，成為誤差電壓。方程式 1-3 顯示了到達(dá)輸入端的共模噪聲量：

　　假設(shè)傳感器信號(hào) Vsensor的頻率遠(yuǎn)低于所有共模濾波器的噪聲截止頻率（即fC ≥ 100*fsensor），并且 RS1 = RS2，則轉(zhuǎn)換為差動(dòng)噪聲信號(hào) (eIN) 并成為 VIN 組成部分的共模噪聲信號(hào) (eN)大小為：

　　方程式 4

　　方程式 4 進(jìn)一步表明，通過向 INA333 注入一個(gè) 100 mVpp、100 kHz 共模誤差信號(hào)，且1.6 kHz 濾波器截止頻率 RC 不匹配為 10% 時(shí)，其所產(chǎn)生的誤差如下：

　　圖 4 共模濾波器 RC 不匹配引起的 INA333 輸出誤差仿真（增益為 101）

　　圖 5 顯示了一種更好且更常見的輸入濾波方法，其改進(jìn)是在儀表放大器輸入之間添加了一個(gè)差動(dòng)電容 Cdiff。

　　添加這種電容并沒有徹底解決問題，因?yàn)楸仨毎凑杖缦聝蓚€(gè)標(biāo)準(zhǔn)對(duì) Cdiff 進(jìn)行調(diào)節(jié)：

　　1、差動(dòng)截止頻率必須足夠高，以遠(yuǎn)離信號(hào)帶寬，從而實(shí)現(xiàn)充分的濾波穩(wěn)定。

　　2、差動(dòng)截止頻率必須要足夠低，以將共模噪聲降至可接受水平，讓儀表放大器 CMRR 能夠?qū)崿F(xiàn)剩余噪聲抑制，最終達(dá)到可以接受的 SNR。方程式 5 給出了進(jìn)行這種調(diào)節(jié)的一般原則：

　　方程式 5

　　圖 6 顯示了 VinP 和 VinN 曲線圖與無 Cdiff 和 Cdiff = F 時(shí)兩種頻率的對(duì)比情況。請(qǐng)注意，沒有差動(dòng)電容時(shí)，INA333 的輸出大小有差別。這種差別被放大至輸出，成為最終降低 SNR 的噪聲。Cdiff = F 時(shí)，VinP 和 VinN 之間的差最小。

　　圖 7 顯示了 Cdiff = F 時(shí) INA333 輸出的總噪聲性能改善情況。

　　總之，安裝于儀表放大器前部的低通濾波器應(yīng)該有一個(gè)差動(dòng)電容，且其大小至少應(yīng)比共模電容高 10 倍。這樣，通過減小 Ccm 不匹配的影響，讓共模噪聲變?yōu)椴顒?dòng)噪聲，從而極大地提高濾波器的效率。