摘 要： 采用Altera公司推出的Cyclone系列FPGA，根據反電勢過零檢測算法，利用硬件模塊化的設計方式，實現了面向電動車的新型無位置傳感器無刷直流電機控制系統設計。試驗表明，系統調速范圍寬，可平穩啟動，對由干擾造成的檢測誤差信號具有較強的容錯性，適用于電動車的電機驅動系統。
關鍵詞： 無刷直流電機；反電勢過零檢測；FPGA
隨著環境污染和能源危機的雙重壓力加大，人們對電動車的需求逐步提高。電動車通常包含四大部分：控制系統、電機及其驅動系統、電池和車體。其中，電機及其驅動系統直接決定了電動車的整體特性。相比其他電機，無刷直流電機憑借在能量密度、效率等方面的明顯優勢，逐漸成為電動車領域的主要選擇。而無位置傳感器的無刷直流電機，更是避免了位置傳感器的安裝，簡化了結構，節約了成本，提高了電機的可靠性。所以，無位置傳感器技術逐漸成為電動車電機驅動領域中的研究熱點。
反電動勢過零檢測法是當前最成熟、應用最廣泛的一種轉子位置信號檢測方法。但其有一些不可避免的缺點，如低速換相不準確、無法自啟動等。為了克服這些缺點，本文提出了一種新型的無位置傳感器無刷直流電機控制系統。它利用FPGA作為主控芯片，對反電勢過零檢測算法進行改進，完成在全速范圍內對逆變器換相時刻的準確計算；同時還集成了電壓、電流雙閉環調節器和PWM調制器，實現對控制對象轉速的精密調節。總之，系統具有集成度高、調速精度好的特點，不存在程序跑飛和死機的問題，滿足了電動車對電機控制器穩定運行的要求。
1 系統工作原理
系統功能結構框圖如圖1所示。其中，反電勢過零檢測電路能夠借助反電勢計算模型，估測出轉子位置信號，從而控制逆變器換相，使得供電頻率與轉子轉速同步。轉速調節器和電流調節器組成了轉速、電流雙環控制器，調整逆變器輸出電壓的占空比，從而改變加在無刷直流電機定子上的電壓，使得電機以最優的軌跡無靜差地跟隨轉速給定。
1.1 反電勢過零檢測算法
直流無刷電機啟動后，轉子磁極產生的磁通切割定子繞組產生反電勢E，其大小正比于電機的轉速及氣隙磁場B。而當轉子極性改變時，反電勢波形的正負也相應改變。所以只要測出反電勢波形的過零點，就可以確定轉子的精確位置，并以此控制電機的換相。電機反電勢與開關管工作順序圖如圖2所示。
反電勢本身不能直接測出，但反電勢與電壓有關，通過檢測電壓可計算出反電勢。例如，對直流無刷電機采用三相六狀態120°導通方式，在任一時刻，導通的兩相繞組中電流大小相等、方向相反，非導通相電流為0，這時可以證明有：
其中，Ex和Ux為非導通相的反電勢和繞組端點對地電壓，Ua、Ub、Uc分別為A、B、C三相繞組端點對地的電壓。求出Ex后就可以方便地判斷出其過零點，延遲30°相位角，就可得到最佳換相時刻。
反電勢過零檢測算法的一個不足之處在于，當電機靜止或轉速較低時，系統無法檢測到反電勢。因此，電機的啟動必須引入一個開環的升壓升頻模塊來產生平緩的換相頻率和加速電壓。但是，對于不同的系統和負載，這種工作模式無論如何都存在壓頻特性過發生或欠發生的可能，使系統偏離最佳換相邏輯。所以，還要在轉速達到一定值后，引入壓頻特性補償環節，使得反饋回來的換相頻率與輸出的換相頻率能夠保持同步，從而以最佳的換相邏輯向閉環工作模式切換。
1.2 改進的FIPS移相算法
傳統的數字移相器都是采用查表法來實現的，但這種方法存在資源浪費、制表復雜等不足，不適用于通用的移相器設計。為了簡化系統的硬件結構，本設計對由臺灣的Ying-Yu Tzou教授提出的FIPS(頻率無關移相)算法加以改進，得到了一個可滯后任意相位角的數字移相器。
改進的FIPS移相算法結構框圖如圖3所示。當輸入信號X(t)為1時，計數器1開始計數，計數器2保持不變；反之，當輸入信號X(t)為0時，計數器1保持不變，計數器2開始計數。兩個計數器經過限幅后的輸出結果分別用P(t)和N(t)表示。把計數結果送入2個比較器中。當計數器2的結果N(t)與計數器1的結果P(t)能夠滿足式N(t)=γP(t)的關系時，輸出信號Y翻轉一次，N(t)復位；同理，當P(t)=γN(t)時，輸出信號Y也同樣翻轉一次，P(t)復位。
方案的具體工作波形如圖4所示。從圖中可以發現，輸出信號Y(t)相比于輸入信號X(t)滯后了T/2γ的時間。因此，通過改變常數γ就可以任意設定移相角度。
2 具體實現
圖5顯示了本設計所構造的驅動系統的整體硬件結構框圖。系統由FPGA主控芯片、三相橋逆變器、電壓及電流檢測電路和串行接口電路等組成。其中，直流主電源經過兩個大電容的濾波后，再經過三相橋逆變器得到頻率、幅值可調的交流電壓，給直流無刷電機供電。電壓及電流檢測電路提取電機的三相端電壓和母線電流，并對其進行分壓、隔離、濾波等綜合處理，再送入A/D轉換器，輸入給FPGA主控芯片作為控制算法的依據。串行接口模塊接受上位機的指令，完成設定系統運行參數和變量的功能。
系統的控制規律依靠FPGA中的邏輯電路實現，所有的外圍硬件設備也必須由FPGA主控芯片實施管理。FPGA主控芯片的邏輯電路主要包括A/D轉換器接口模塊、反電勢過零檢測模塊、轉速和電流控制模塊、PWM換相模塊以及串行接口模塊等。
2.1 A/D模數轉換接口模塊
由于系統的控制策略全部通過數字電路實現，因此，需要有一個A/D模數轉換電路將反饋的模擬電壓、電流信號轉換成數字信號。為了降低系統的閉環滯后時間并減少所需的IO端口，系統選用高速、四通道的模數轉換芯片AD7934完成循環采樣電機三相端電壓和母線電流的任務。A/D轉換器轉換四路頻率為20 kHz的模擬信號，與功率器件的開關頻率同步。
2.2 反電勢過零檢測模塊
反電勢過零檢測模塊的硬件結構框圖如圖6所示。其中，電機的非導通相端電壓Ux由MUX電路根據當前的換相控制信號Capt[2..0]選出，與中點電壓估算電路計算出虛擬中點電壓Un相減，得到非導通相反電勢。利用過零檢測模塊計算出非導通相反電勢過零信號，經過FIPS移相邏輯獲得滯后過零信號相位角的換相信號，最終生成換相控制信號Capt[2..0]。為了避免換相過程中由端電壓劇烈變化所造成的過零信號誤檢測，模塊還設計了一個延遲電路，使得在換相后的一段時間里停止估算反電勢。此外，當電機啟動時，開環啟動電路將控制換相邏輯輸出換相信號。它能夠使得電機按照預先存儲在ROM中的升壓升頻特性曲線開環升壓升速，并且當實測的換相信號與開環給定的換相信號誤差低于設定值時，控制系統向反電勢過零檢測方式切換。
2.3 轉速和電流調節模塊
轉速和電流調節器都是基于PI控制算法實現的，PI控制器的結構框圖如圖7所示。誤差信號由減法器根據鎖存器鎖存的輸入數據計算出，經過偏差寄存邏輯得到當前偏差值和累計偏差值，分別與Kp乘法器和Ki乘法器進行乘法運算，將運算的結果進行累加處理，從而得到比例積分控制的結果。其中，Kp乘法器和Ki乘法器都是基于IP核的硬件乘法器。此外，為了能夠合理利用芯片的內部資源，模塊還采用了有限狀態轉換機（FSM）來實現時序控制策略，使得模塊中的各個單元有機地結合起來。
2.4 PWM換相模塊
PWM換相模塊的硬件結構框圖如圖8所示。它主要由鋸齒載波發生電路、比較電路和換相控制電路三部分組成。其中，鋸齒載波發生電路由一個計數器實現，計數結果與給定的占空比信號一起送入比較電路中，當它們相等時，PWM信號由高到低翻轉，并在載波周期結束時復位成高電平。換相查找邏輯控制六路輸出信號按照120°導通方式變化，即在任意時刻，僅有2個開關管導通。此外，為了減少開關損耗，模塊只對上橋臂驅動信號進行PWM調制。
2.5 串行接口
為了提高驅動器的開放性和通用性，在系統設計中還加入了一個串行接口模塊來完成與其他的外部器件的通信。這種方案使得系統能夠在線調整PI參數、設定轉速等，而且通過混合一個常用的低成本微處理器就可以實現一個高性能的伺服系統。
3 系統測試結果
本系統采用一個額定電壓48 V、額定轉速3500 r/min的六極對數無刷直流電機作為測試電機，進行空載實驗。
圖9為換相信號與濾波后的端電壓關系圖。從圖中可以看出，生成的方波換相信號頻率是端電壓頻率的3倍，即當電機旋轉一周時，換相信號變化6次，并且每次都滿足最佳換相的要求。另外，通過利用前面提出的FIPS移相技術，系統避免了由于端電壓尖峰干擾造成的影響，使得換相控制的可靠性得到大幅提高。圖10為逆變器實際輸出的三相端電壓波形圖。改變控制信號的占空比即可改變逆變器輸出端電壓的有效值，進而可以調節電機的轉速和換相信號的頻率。
通過實驗測試，本調速系統達到了預期的控制指標，可以實現無位置傳感器無刷直流電機的可靠運行，調速范圍達到了150 r/min～3500 r/min，且能夠平穩啟動，非常適于電動車中的電機控制系統。
本文根據反電勢過零檢測算法，開發出了基于FPGA硬件資源的面向電動車的無位置傳感器無刷直流電機控制系統。它通過利用憑借硬件實現的反電勢過零檢測器和FIPS移相器，大幅提高了在低速范圍內的換相準確性，并克服了系統中可能的尖峰干擾的影響，從而保證了換相信號的可靠性和穩定性。此外，本系統還具有電路結構簡單、開發周期短、結構緊湊的特點，能夠針對電動車應用中的問題提供良好的解決方案。
參考文獻
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