此完美無諧波ZVS UPS所以能達到理想的技術(shù)指標(biāo),是因為采用了以下三項新技術(shù):

(1)采用了文獻[1]介紹的改革后的新型多電平逆變技術(shù),即把級聯(lián)疊加與SPWM控制從逆變器移到了直流電源上進行,最大限度地減少了開關(guān)器件的數(shù)目,也減少了開關(guān)損耗,稱作直流電源SPWM級聯(lián)式多電平逆變器。

(2)在控制疊加與進行SPWM控制的直流電源控制開關(guān)上,采用了ZVS零電壓軟開關(guān)技術(shù),進一步減少了逆變器的開關(guān)損耗。

(3)UPS的市電輸入采用18相整流的三重疊加電路,顯著減小市電輸入電流的畸變率,從而提高了市電的輸入功率因數(shù)。

1 直流電源SPWM級聯(lián)式多電平逆變器

1.1 直流電源的級聯(lián)疊加原理

直流電源的級聯(lián)疊加原理電路如圖1所示，其中圖(a)為主電路，圖(b)為控制電路。由主電路圖可知，它是由N個獨立直流電源E1=E2=…=EN-1=EN=E,N個疊加與SPWM控制開關(guān)S1～SN和N個串聯(lián)連接的疊加二極管D1～DN組成的,是通過N個控制開關(guān)S1～SN與N個疊加二極管分別對應(yīng)并聯(lián)連接而成的?？刂崎_關(guān)一般選用具有內(nèi)置反饋二極管的IGBT,而疊加二極管D1～DN則選用單體二極管。直流電源級聯(lián)電路的主要作用,是將N個獨立直流電源,通過對控制開關(guān)S1～SN的SPWM控制,疊加生成類似于單相橋式整流輸出電壓波形的N電平SPWM直流電源。

圖1  直流電源的級聯(lián)疊加原理電路

N個獨立直流電源的疊加原理,是利用疊加二極管D1～DN的單向?qū)щ娞匦詫崿F(xiàn)的:當(dāng)二極管的正極電位比負極電位高時,處于正偏置狀態(tài),二級管導(dǎo)通;反之,當(dāng)二極管的正極電位比負極電位低時,處于反偏置狀態(tài),二極管關(guān)斷。通過對疊加控制開關(guān)S1～SN的通、斷控制,就可以控制疊加二極管的正、反偏置狀態(tài),以實現(xiàn)N個獨立直流電源E1～EN有選擇地進行疊加,疊加后的輸出電壓。

疊加控制開關(guān)S1～SN中的任意一個或幾個開關(guān)開通時,與開通開關(guān)相對應(yīng)的疊加二級管就會因反偏置而關(guān)斷,相應(yīng)的獨立直流電源就會被接入到輸出電路中,疊加后的輸出電壓就會包括那些相應(yīng)的獨立直流電源。

1.2 直流電源級聯(lián)疊加SPWM控制的實現(xiàn)

直流電源級聯(lián)疊加SPWM控制的實現(xiàn)與通常的鉗位式或2H橋級聯(lián)式多電平逆變器是不同的,即SPWM控制不是在逆變器的逆變開關(guān)上實現(xiàn),而是在直流電源的級聯(lián)疊加控制開關(guān)S1～SN上實現(xiàn)的,這樣做的目的有兩個:一是為了減少逆變器的開關(guān)數(shù)目,降低成本;二是為了減少逆變器的總等效開關(guān)次數(shù),降低開關(guān)損耗,使逆變開關(guān)自然地工作在ZVS狀態(tài),以提高逆變效率。

1.3 直流電源SPWM級聯(lián)式多電平逆變器

這種多電平逆變器是采用SPWM控制在直流電源上實現(xiàn)的。直流電源SPWM級聯(lián)式多電平逆變器的原理電路如圖2所示。這是一種N=3的直流電源級聯(lián)式多電平逆變器。它是由直流電源SPWM級聯(lián)電路和后面的2H橋逆變電路兩部分組合而成,采用的是載波三角波移相SPWM控制方式(PSCPWM),N個載波三角波的移相角α=2π/N,對于圖2所示的電路,N=3,故載波三角波的移相角α=2π/3。假定載波三角波uc1的初相位角α1=0°,則載波三角波uc2的初相位角α2=2π/3,uc3的初相位角α3=4π/3。3個載波三角波與一個共用的正弦調(diào)制波usA進行比較,所產(chǎn)生的3個SPWM控制脈沖分別去控制疊加開關(guān)SA1～SA3。用uc1與usA進行比較,在usA>uc1的部分產(chǎn)生SPWM脈沖去控制開關(guān)SA1,使電源E1的輸出電壓波形為Ud1;用uc2與usA進行比較,在usA>uc2的部分產(chǎn)生SPWM脈沖去控制開關(guān)SA2,使E2的輸出電壓波形為Ud2;用uc3與usA進行比較,在usA>uc3的部分產(chǎn)生SPWM脈沖去控制開關(guān)SA3,使E3的輸出電壓波形為Ud3。這樣,3個獨立直流電源E1～E3的輸出電壓Ud1～Ud3疊加后的輸出電壓為UdA=Ud1+Ud2+Ud3。此輸出電壓波形是一個類似于單相全橋整流器輸出電壓波形的3電平SPWM電壓波形(見圖2)。此電壓經(jīng)過由SA4～SA7組成的2HA橋逆變器的同步逆變后,就可以得到交流7電平SPWM電壓輸出。從圖2所示的直流電壓UdA的波形可知,UdA的過零點電壓等于零,因此2HA橋中的4個逆變開關(guān)是自然工作在ZVS零電壓開關(guān)狀態(tài),故可以選用低速廉價的GTO或SCR作為逆變開關(guān)。

圖2  直流電源SPWM級聯(lián)式多電平逆變器的原理電路

1.4 疊加開關(guān)SA1~SA3的ZVS構(gòu)成

由上述可知,圖2中2HA橋逆變器的4個逆變開關(guān)SA4～SA7是自然工作在ZVS零電壓開關(guān)狀態(tài),但圖中的疊加開關(guān)SA1～SA3仍然是工作在SPWM硬開關(guān)狀態(tài),仍具有較大的開關(guān)損耗和較大的EMI。為此,對疊加開關(guān)SA1～SA3采用了準(zhǔn)諧振ZVS軟開關(guān)技術(shù),以進一步減少開關(guān)損耗和EMI。

疊加開關(guān)SA1～SA3可能采用的準(zhǔn)諧振軟開關(guān)方式有兩種,即ZVS軟開關(guān)和ZCS軟開關(guān),如圖3所示,圖中諧振電感Lr包括電路中可能有的雜散電感和變壓器漏感,諧振電容Cr包括開關(guān)管的結(jié)電容。ZVS諧振開關(guān)和ZCS諧振開關(guān)之間具有對偶關(guān)系,如表1所示。在圖3(a)所示的ZVS零電壓開關(guān)中,當(dāng)SA開關(guān)管關(guān)斷時,LrCr串聯(lián)諧振,電容Cr(包括開關(guān)SA的輸出電容)上的電壓,按照準(zhǔn)正弦規(guī)律變化,當(dāng)它諧振過零時,令開關(guān)管SA開通,因此圖3(a)是一種ZVS諧振開關(guān)。在圖3(b)所示的ZCS零電流開關(guān)中,當(dāng)SA開關(guān)管開通時,LrCr并聯(lián)諧振,SA中的電流按照準(zhǔn)正弦規(guī)律變化,當(dāng)電流諧振到零時,令開關(guān)管SA關(guān)斷,因此圖3(b)是一種ZCS諧振開關(guān)。由于諧振是按照準(zhǔn)正弦規(guī)律變化的,所以把圖3(a)、(b)所示的軟開關(guān)稱為準(zhǔn)諧振軟開關(guān)。這兩種軟開關(guān)都適合于疊加開關(guān)SA1～SA3使用,本UPS采用了ZVS軟開關(guān)方式。

圖3  ZVS與ZCS準(zhǔn)諧振軟開關(guān)電路的

表1  ZVS諧振開關(guān)和ZCＳ諧振開關(guān)的對偶關(guān)系

2 18相三重疊加市電輸入整流電源

18相三重疊加市電輸入整流電源電路,如圖4所示。它的移相角為360°/(3×6)=20°。其中圖(a)為電路圖,圖(b)～(f)為電壓、電流波形,圖(g)為18相矢量圖。用輸入整流變壓器形成具有20°相角差、大小相等的3組輸出電壓,每組分別接入一個三相橋式全控整流器構(gòu)成的18相輸入整流電源。各整流橋以對其所施加電壓相同的相位控制角α工作?？梢钥闯?交流輸入電流由18梯級的梯形波構(gòu)成如圖(f)所示,將合成的市電輸入電流波形用傅里葉級數(shù)展開,則在傅里葉級數(shù)式中將不包含零序諧波。各次諧波的幅值如下:

基波幅值: 

6k±1次諧波(k=1,2,3,…):

殘存的諧波為17、19;35、37;53、55;…次,其幅值與次數(shù)成反比減小。

18相整流三重疊加的特性值為:

直流輸出電壓Ud=9Umcosα/π

直流輸出電壓紋波頻率為18×50=900Hz

合成輸入電流有效值Ia1=2.351Id(電壓變比為1:1)

輸入電流畸變率=0.1011

位移因數(shù)ε1=cosα

輸入總功率因數(shù)PF=0.9949cosα

圖4  18相三重疊加市電輸入整流電源