IGBT技術不能落后于應用要求。因此，英飛凌推出了最新一代的IGBT芯片以滿足具體應用的需求。與目前逆變器設計應用功率或各自額定電流水平相關的開關速度和軟度要求是推動這些不同型號器件優化的主要動力。這些型號包括具備快速開關特性的T4芯片、具備軟開關特性的P4芯片和開關速度介于T4和P4之間的E4芯片。
表1簡單介紹了IGBT的3個折衷點，并對相應的電流范圍給出了建議。
表1：英飛凌1200V IGBT簡介。
IGBT和二極管的動態損耗
為研究和比較這三款不同芯片在雜散電感從23nH到100nH時的開關損耗和軟度，我們選用了一種接近最優化使用T4芯片的合理限值的模塊。因此，選擇一個采用常見的62mm封裝300A半橋配置作為平臺，而模塊則分別搭載了這三款IGBT芯片。
這三個模塊都采用了相同的高效發射極控制二極管和柵極驅動設置。圖1為實驗設置。
圖1：測試設置：為測試續流二極管的反向恢復特性，驅動高壓側IGBT，并將負載電感改為與低壓側二極管并聯。
圖2顯示了兩個不同雜散電感對配備IGBT-T4的300A半橋的開通波形的影響。
圖2：T4的開通特性：上圖顯示的是針對兩個電感（Ls=23nH和Ls=100nH）的損耗/時間曲線；下圖顯示的是電壓和電流曲線。
當電流升高后，更高的雜散電感Ls不僅可以增大器件端子的電感壓降（Δu=-L*di/dt），而且還能影響電流上升速度di/dt本身。盡管寄生電感使導通速度減緩，但導通損耗卻大幅降低。
在該示例中，初始開關階段的損耗（見圖2中的時間戳a）隨著雜散電感的增大由30.4mW降至12mW。
開關事件第二階段的特點是二極管出現反向恢復電流峰值以及IGBT電壓進一步下降。寄生電感的增大會導致反向恢復電流峰值的延遲，以及第二階段開關損耗的提高。
因此，就整個開關事件而言，寄生電感的增大可大幅降低開通損耗。在本例中，損耗由40mW降低至23.2mW。
眾所周知，雖然在開通過程中di/dt可降低IGBT的電壓，但在關斷過程中它也會增大IGBT的電壓過沖。因此，直流母線電感的增加會增大關斷損耗。如圖3所示，關斷的開關事件可分為兩個階段。
圖3：小功率IGBT的關斷特性：上圖顯示的是損耗/時間的曲線（實線：L=23nH、虛線：L=100nH）；下圖顯示的是電壓和電流曲線。
小電感和大電感設置的電流波形在時間戳b的位置交叉。在第一開關階段直到交叉點b，采用大電感設置升高的過壓會使損耗增至36.3mJ，而小電感設置的損耗為30.8mJ。不過，在b點之后，大電感設置會產生較短的電流拖尾，這樣該階段的損耗會比小電感設置的損耗低1.8mJ。這一結果主要受電流拖尾降低的影響，即更快速地達到10%的值。
隨著雜散電感的增大，IGBT的開通損耗會降低，二極管損耗則會增大（如圖4所示）。圖4顯示了在小電感和大電感條件下二極管恢復特性的對比。
圖4：二極管恢復特性：上圖顯示的是針對兩個電感的損耗/時間曲線（實線：L=23nH、虛線：L=100nH），下圖顯示的是電壓和電流曲線。
顯而易見，IGBT降低的di/dt幾乎對二極管換流開始階段的損耗沒有任何影響，因為二極管電壓依然維持在零左右。在反向恢復峰值電流之后，更大雜散電感引起的二極管電壓升高決定并導致了額外的損耗。小電感和大電感設置的二極管拖尾電流中可再次看到交叉點c。更高的過壓使得c點之前的損耗從10.1mJ增至19.6mJ。與IGBT的情況一樣，增加的動態過壓會導致c點之后的拖尾電流降低，大電感設置的損耗平衡將優化4.4mJ。總之，第一開關階段起主導作用，二極管損耗隨著電感的增加從24.6mJ提高至29.7mJ，增幅為20%。
表2：對英飛凌IGBT的折衷：在相同雜散電感和軟度條件下的關斷損耗。
實驗結果的總動態損耗
盡管在開通過程中，di/dt與寄生電感的結合可降低IGBT的電壓，但在關斷過程中，它將增大IGBT的電壓過沖。將開通與關斷過程進行左右對比，不難看出，在較大寄生電感時開通損耗的降度遠高于關斷損耗的增幅。
如果考慮到最新溝槽柵場截止IGBT的關斷di/dt本質上受器件動態性能的制約，約為導通di/dt的一半，就可輕松理解這一趨勢。
在圖5中，對IGBT開通損耗、關斷損耗以及二極管換流損耗與三款IGBT的寄生直流母線雜散電感進行了對比。
圖5：開關損耗作為雜散電感Ls的函數，電感的增大將降低IGBT的開通損耗（左圖）；IGBT的關斷損耗（右圖）和續流二極管關斷損耗會隨著電感的增大而升高。
IGBT和二極管的軟度和電流突變特性
前文已經表明寄生電感可能對總體損耗平衡有益。但是雜散電感還可能導致振蕩，比如由電流突變引起的振蕩，這可能導致由于EMI或過壓限制而引起的器件使用受限。迄今為止所介紹的所有測量都是在對損耗至關重要的Tvj=150℃結溫條件下進行的。電流突變在低溫條件下更加關鍵，因為器件的載流子注入隨著溫度的降低而減少，并大幅降低用于平滑拖尾電流的電荷。因此，圖6在25℃和600V直流母線電壓的條件下，對三款芯片在額定電流下的IGBT關斷情況進行了比較。直流母線電感被作為一個參數使用。
圖6：開關曲線作為三款IGBT雜散電感LSd的函數：T4（左）、E4（中）、P4（右）；上圖為柵極電壓；下圖為電流和電壓曲線。
在給定的例子中，當雜散電感約為55nH時，T4會變硬，振蕩開始發生。在相同條件下，直到直流母線電感達到約80nH，E4還依然保持了軟度。對于針對大功率而優化的P4芯片而言，它在觀察到的電感范圍內（20nH…100nH）都保持軟度。這種觀察結果并不出人意外，因為該IGBT是被設計用于高達3600A額定電流的大功率模塊。
盡管IGBT的電流突變趨勢通常在低溫和大電流下最為明顯，但續流二極管軟度通常在低溫和小電流下最為關鍵。這取決于幾個因素：因為二極管是一個載流子生命周期優化器件，等離子體密度在小電流下最低，因此拖尾電荷隨著電流水平的降低而減弱。此外，迫使二極管換向的開關IGBT通常在低電流水平下開關速度更快。最后，二極管過壓與開關電流沒有關系，而是由二極管的反向恢復電流峰值的負斜率導致的，該斜率在小電流和低溫下同樣最陡。
由于快速開關瞬變（du/dt和反向恢復di/dt）的影響，直流母線振蕩可以很容易地在低電流水平下觸發，甚至是在沒有二極管電流突變的情況下。圖7介紹了續流二極管在不同雜散電感條件下的反向恢復特性。
圖7：二極管在室溫和1/10In條件下的恢復性能（針對不同LS的曲線）。
此時，低雜散電感可產品較高的諧振頻率，并且有助于抑制這種振蕩。當然，如果大雜散電感使得二極管真的出現電流突變，情況會更糟。出于EMI的考慮，這將限制較高雜散電感的使用。
本文小結
當工作在相同條件下，IGBT針對提高軟度需求的設計優化將會付出開關損耗提高的代價。
除開關損耗外，開通和關斷速度、電流突變和振蕩（EMI）的發生也越來越受到重視。寄生雜散電感對直流母線諧振頻率和二極管電流突變起到了重要作用。至少從EMI角度考慮，二極管電流突變將會對通過增加雜散電感或提高IGBT開通速度來降低開通損耗有所限制。
因此，未來有望推出IGBT的不同型號優化產品。另一方面，考慮到直流母線電感是逆變器設計中的一個自由參數，這將有助于進一步優化損耗。
重要的是，為確保采用快速開關器件（如T4芯片），必須對直流母線設計進一步優化。在高能效設計中，對于電感而言，越低越好是一個簡單的原則。