1 電路結構

　　1．1 基準核心

　　目前的基準核心可以有多種實現方案：混合電阻，Buck voltage transfer cell，但是修調復雜，不宜工業化。本設計采用Brokaw基準核心，其較易實現高壓基準輸出，并且其溫漂、PSR及啟動特性均較好。本文采用的改進的Brokaw基準核心的結構如圖1所示。

　　對此核心的分析：

　　三極管的輸出電流公式：

　　其中I是三極管射極電流，Is與射極面積成正比，n為一常數，取1。這里，取VQC2：VQC1=8：1，因此Is2=8xIs1，又I1=I2，分別代入(1)并相除，整理得：

　　其中Vbe1是負溫度系數，Vt是正溫度系數，RC2與RC1是同類電阻，溫度系數相抵消，選擇合理的RC2／RC1，就可以得到一階補償為0的基準電壓，可以很好的滿足本芯片的要求。

　　在電流鏡的選取上，采用威爾遜電流鏡，精度高，不需外加偏置電路，因此電源抑制比較高。輸出管采用mos管，對VQC5、VQC1支路電路影響小。通過增加MC1，使VQC2和VQC1的集電極電位相近，減小誤差。

　　產生的Vref為4．75 V，在放大電壓的同時，PSR、溫漂均放大了4倍，即PSR升高了12 dB(在隨后的仿真波形中可以看到)。

　　1．2 LDO

　　LDO在低頻時的PSR主要取決于運放的增益，為此選擇折疊共源共柵電路。此LDO電路基于文獻中的電路修改，如圖2所示，并采用PSR高的偏置生成電路。

　　1. 3 啟動電路

　　Brokaw核心本身存在0狀態，VQC5基極為高電平，VQC2、VQC1基極為低電平，因此引入如圖3的啟動電路。

　　圖3中右下角即為啟動電路。對于常規Brokaw基準，當VQC2基極電壓低于啟動電壓時，VQCS2將VQC5基極電壓拉低VQC2基極電壓拉高，使電路啟動，所以VQCS2僅需很小的基極電流就可以使電路啟動。

　　但是，由于本設計采用LDO供電，而LDO的參考電壓是bg，存在死循環，即bg低，則LDO低，所以基準核心的VQC5無法給VQCS2提供電流，也就無法提高VQC2的電壓即bg，因此需要外界提供大電流bias-start，使得當LDO無法啟動基準核心時，此電流可以足夠大，在RC4上產生的壓降使bg達到足夠大，繼而LDO達到使基準核心啟動所需的最低電壓，從而使電路進入自動修正狀態，最終使bg和ref達到指定電壓。

　　這樣雖然能啟動，但是，正常工作時，此大啟動電流bias-start將通過VQCS1和VQCS3流向地，增加了系統的負擔。因此，在電流輸出管MB3下加入控制管MBC，并使得在正常工作時，LDO的高電壓足以使MBC關斷，從而降低啟動電路的損耗。

　　2 仿真與分析

　　本次設計的仿真基于ASMC的1 μm的高壓BCD工藝。

　　2．1 啟動仿真

　　圖4是工藝角為tt，t=27℃時的啟動仿真，此基準需要3 μs就可建立正常狀態，這是由于基準核心中的Cc1選取為比較小的2 pF的結果，這樣做的另一個結果就是中頻PSR有所降低，實際電路可根據需要選取Cc1的大小，如果需要中頻PSR較大，但對啟動時間要求較低時，可以選取大Cc1(如Cc1選取10pF，則最高PSR將降為-28dB，但啟動時間升至10μs)。LDO、ref、bg的啟動過程比較平穩，沒有過沖現象。

　　MBC控制作用的簡述：在1μs時流過100μA的啟動電流，當LDO、ref、bg建立最低工作電壓后，啟動電路開始關斷過程，電流急劇減小，并最終在2μs時接近0A。整個電路正常運行時消耗的電流是266μA。

　　2．2 溫漂仿真

　　圖5為不同工藝角下的溫漂仿真。仿真結果表明，此電路可以達到ref-45 ppm、bg-7．5 ppm的低溫漂。實際電路存在器件的不匹配和誤差等，雖然達不到理論上的溫漂，但通過仔細布版、修調帶隙核心電路中Rc1、Rc2，可以達到較低的溫漂。

　　2．3 PSR的仿真

　　圖6為工藝角tt，vcc=8.5V，t=27℃時的PSR的仿真，此基準對電源干擾的抑制能力較強，4．75V輸出電壓在工作頻率60 k左右時的PSR達到了-75．1 dB，能有效抑制由半橋產生的震蕩；而且對來自數字部分的高頻震蕩也有較強的抑制能力。

　　表1為輸出電壓bg在不同工藝角下的PSR的仿真結果，本電路在不同工藝角下都能在高電源干擾的芯片中正常工作。

　　3 結論

　　本文通過結合LDO與Brokaw基準核心，設計出了高PSR的帶隙基準，此帶隙基準輸出的1．186 V電壓的低頻PSR為-145 dB，最高PSR為-36 dB，溫漂可以達到7．5 ppm，適用于電子鎮流器芯片。本設計還優化了啟動部分，使新的帶隙基準可以在短時間內順利啟動。此電路根據需要還可以修改基準核心中的Rc3、Rc4，采用多段電阻分壓方式，以輸出多種參考電壓，方便靈活定制芯片。