為了達到 Climate Savers Computing 及 80 PLUS Platinum 高效率標準，電源供應設計人員已經在電源系統中將相移全橋式 DC/DC 搭配使用同步整流器 (FET) (圖 1)。對于這些高效率應用而言，相移全橋式轉換器是絕佳的選擇，因為 DC/DC 功率級的主要 FET 可達到零電壓切換。同步輸出整流器 (QE 及 QF) 的效率高于二極體整流，因此更容易達到這些高效率標準。然而，在無負載的條件下，這些同步整流器所耗用的電源，會高于輸出的標準整流二極體。若要符合無負載條件下的待機輸入電源需求，關閉同步整流器，并使用同步 FET 的本體二極體，進行輸出整流更為適合。本文將介紹可根據轉換器輸入電源，開關相移全橋式轉換器同步整流器的簡易電路。
圖 1 顯示含同步整流器 (QE 及 QF) 的峰值電流模式， DC/DC 相移全橋式轉換器功能示意圖。一般而言，FET QA 至 QF 是以閘極驅動器/緩沖級加以驅動，QA 至 QD 形成的 H 橋輸入電流，則是以電流感應變壓器 (CT) 網絡加以測量。
圖 1. 含同步整流器 (QE 及 QF) 的相移全橋式功能示意圖。
如前所述，為達到零負載條件下的待機電源需求，關閉同步整流器為較適合的作法，因為驅動同步 FET 所耗用的電源，大于僅使用 FET 本體二極體進行標準整流所耗用的電源。在待機模式中，轉換器的負載較輕，本體二極體耗用的電源相當少。以下等式可估算驅動一個同步整流器閘極所需的電源 (PQEg)。在此等式中，變數 QEg 是 FET 閘極電量，Vg 是 FET 最大閘極電壓，變數 fs 是 FET 切換頻率。在相移全橋式設計中，FET QE 的閘極電量為 115nC，并且以 100 kHz 的 12V 閘極驅動信號加以驅動，因此大約需要 138mW 的電源驅動一個 FET。在如此的條件下，驅動兩個同步 FET (QE 及 QF) 所需的電源總計為 276 mW。如果同步整流器未關閉，驅動這些 FET 所需的電源，可能會補償輸入電源的 25% 至 50%。額外的電源消耗會使設計不符合輸入電源需求。
(等式 1)
(等式 2)
圖 2 中顯示的電路可新增至圖 1 中顯示的系統，根據系統負載控制啟用及停用 FET QE 與 QF 的同步整流器。
若要使此電路運作，需要同步閘極驅動器 (U1 及 U2) 產生反向及非反向輸入。使用轉換器電流感應電阻 (VRS) 的電流感應信號啟用和停用 FET QE 及 QF，此電路即可運作。電阻 R1 及 C1 會形成低頻率電極為 723 Hz 的低通濾波器，此濾波器所產生的DC 電壓 (V1)，可代表降壓轉換器電流感知電阻的平均電壓大小。
在某些應用中，平均 CS 信號可低于 0.25 V，因此，電子元件 A1、R3 及 R2 的非反向放大器配置，可將平均電流感應信號 (V1) 放大為易于監控的可管理電流 (V2)。放大器 A2 及電子元件 R4、R5、R6 會形成遲滯比較器，根據放大的平均電流感應信號，啟用和停用同步整流器。電阻 R7 及 R8 即形成分壓器，以減少放大器 A2 的輸出，有助于防范閘極驅動器 IC U1 及 U2 過度輸入電壓。
同步 FET 會根據遲滯比較器 (V4) 的輸出予以啟用及停用。比較器的輸出升高時，閘極驅動器的輸出會降低，以停止同步整流，并使用 FET 本體二極體進行標準整流。遲滯比較器輸出 (V4) 降低時，相移全橋式轉換器的閘極驅動信號 A 及 B 會控制 FET 閘極 QE 及 QF，而且轉換器會使用同步整流。
圖 2. 關閉同步整流器的簡單電路
為說明如何設定此電路，可將此電路運用于如圖 1 所示的 600W 相移全橋式轉換器，其中的設計參數如下：
1. 
，輸入電壓
2.
，最大輸出功率
3.
，輸出電壓
4. 
，峰間輸出電感漣波電流
5.
，電流感知變壓器（CT）匝數比
6.
，滿載時的系統效率
此轉換器的電流感應電阻 (RS) 為 48.7 Ohms，圖 2 中的電路偏壓 (VBIAS) 為 12V。電阻 R3 會決定電流感應放大器增益，選取此電阻后，V2 將在 0V 至 10V 的范圍內運作。對于此設計，使用以下等式針對 R3 選擇標準電阻值 11.5 kOhms 用于此范例。
, (等式 3)
最大平均電流感應信號
(等式 4)
電阻 R5 會設定近似的功率位準，以停用同步 FET。為防范同步整流器流入輸出電感的逆向電流，必須關閉同步整流器，以免輸 出電感電流達到臨界傳導模式。對于此設計，輸出電源為 60W 時即達到臨界傳導模式。
，達到臨界傳導模式的功率位準
計算電阻 R5 時，設定在達到臨界傳導模式的功率位準 (PC) 的1.5 倍時，關閉同步整流器，這是為了確保同步整流器在輸出電感達到臨界傳導模式前即已關閉。在此范例中，同步整流器在輸出電源約為 90W 時關閉。
(等式 5)
(等式 6)
針對 R5 選取標準電阻值 1.43 kOhms。
電阻 R6 會設定轉換器的遲滯，而且可能需要針對個別應用進行調整。在此范例中，遲滯比較器 A2 的遲滯約為 148 mV。視輸出負載及效率而定，這大約達到 9W 的遲滯。
(等式 7)
為了評估電路的運作效率，因此建立 SPICE 模型進行評估。輸出功率 (POUT) 從 0W 到 600W 不等，經過 40 毫秒后回復 0W。接著監控同步 FET QE (QEg) 及 QF (QFg) 節點 V2、V3 與閘極的輸出功率 (POUT) 及電壓。此評估顯示同步整流器 QE 及 QF 在 99W 輸出功率時啟用，并且在 90W 輸出功率時停用。波形請見圖 3。
圖 3. 同步閘極驅動控制
為了達到 80 PLUS Platinum 效率標準及待機功耗需求，TI 已研發全新 UCC28950 相移全橋式控制器，以 TI 推出的 UCC28950 為例，此款裝置整合根據轉換器負載啟用及停用同步整流的電路。
同步整流使得電源供應設計人員能夠達到更高效率標準，然而，若要達到零負載條件下的輸入待機電源需求，可關閉同步整流器以節省電源。本文所介紹的電路能夠根據電源轉換器的負載啟用及停用電源系統中的同步整流器，因此更有助于達到輸入待機功耗需求。
參考資料
•下載節能型相移全橋式轉換器 UCC28950 的資料表：http://focus.ti.com.cn/cn/docs/prod/folders/print/ucc28950.html
•電源解決方案的詳細資訊：http://focus.ti.com.cn/cn/analog/docs/powerhome.tsp?familyId=64&contentType=4&DCMP=TI-cn_Home_Tracking&HQS=v+OT+home_p_power
•請至 TI 的 E2E 社群電源論壇提出問題、分享知識、探究想法，并解決問題：http://e2e.ti.com/cn/forums/40.aspx 。
關于作者
Michael O'Loughli 現任德州儀器電源供應控制產品團隊的應用工程師，專研離線及隔離式電源供應設計，曾發表多篇功率因數修正及電源供應設計相關主題的文章，本身擁有美國麻薩諸塞大學科學學士學位。
商標
80 PLUSPlatinum 為 Ecos IQ 注冊商標。Climate Savers 為 World Wildlife Fund Inc. 注冊商標。其他所有商標及注冊商標屬于各擁有者所有。