引言
近年來，隨著LED技術(shù)的日趨成熟，LED光源因其具有使用低壓電源、耗能少、適用性強、穩(wěn)定性高、響應(yīng)時間短、多色發(fā)光等的優(yōu)點被越來越廣泛地使用。 LED電源大都采用開關(guān)電源技術(shù)，輸出多為可隨LED正向壓降值變化而改變電壓的恒定電流源即恒流驅(qū)動 。根據(jù)LED的伏安特性，電壓的微小變化可導(dǎo)致電流的很大變化，有可能損壞LED, 且開關(guān)電源中控制電路比較復(fù)雜，晶體管和集成器件耐受電、熱沖擊的能力較差。因此驅(qū)動電源的可靠性影響了LED應(yīng)用產(chǎn)品的壽命，為了保護開關(guān)電源自身和負載的安全，延長使用壽命，必須設(shè)計安全可靠的保護電路。
1 直通保護電路
半橋和全橋是開關(guān)電源常用的拓撲結(jié)構(gòu)，“直通”對其有很大的威脅，直通是同一橋臂兩只晶體管在同一時間內(nèi)同時導(dǎo)通的現(xiàn)象。 在換流期，開關(guān)電源易受干擾而造成直通，過大的直通電流會損壞用于逆變的電力電子器件。一旦出現(xiàn)直通現(xiàn)象，須盡快檢測到并立即關(guān)斷驅(qū)動，以避免開關(guān)器件的PN 結(jié)積累過大的熱量而燒壞。這里利用雙單穩(wěn)態(tài)集成觸發(fā)器CD4528設(shè)計了一種針對全橋和半橋的直通檢測、保護電路。
CD4528含兩個單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器，其真值表如圖1。芯片3腳與13腳分別為其內(nèi)部兩個獨立單穩(wěn)態(tài)電路的Clear 端，5腳和11腳為單穩(wěn)態(tài)的B輸入端，4腳與12腳為單穩(wěn)態(tài)的A輸入端。B端接高電平，只有當Clear端為高電平時，A端輸入的上升沿觸發(fā)才會有效。
PWM1與PWM2為PWM芯片輸出的兩路互補脈沖信號，主電路（ 見圖2）中Q1、Q4的驅(qū)動與圖3中PWM1同步，Q2、Q3的驅(qū)動與PWM2同步。 在A、B、C和D4點進行電流上升率采樣然后轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷盒盘枺⒎謩e給圖3中的直通信號1與直通信號2。
主電路中的左右橋臂對稱，就左橋臂的直通保護進行分析。 正常狀態(tài)下，當Q1、Q4導(dǎo)通時，PWM1為高電平，PWM2為低電平，3腳高電平輸入有效，A點和D點沒有電流流過，不會觸發(fā)單穩(wěn)態(tài)；雖然B點和C點采到了正常輸出的上升沿信號，但是13 腳低電平時輸入無效，所以不會觸發(fā)單穩(wěn)態(tài)，沒有保護信號輸出； 而在直通時，Q3由于某種原因誤導(dǎo)通了，A點將檢測到很大的電流上升率并轉(zhuǎn)換為電壓信號； 此時PWM1為高電平，圖3中左邊的單穩(wěn)態(tài)被觸發(fā)產(chǎn)生保護信號送到PWM 芯片的shutdow n 端，封鎖PWM 脈沖輸出。
2 過流保護電路
當出現(xiàn)負載短路、過載或者控制電路失效等意外情況時，會引起流過開關(guān)管的電流過大，使管子功耗增大、發(fā)熱，若沒有過流保護裝置，大功率開關(guān)管就可能損壞； 調(diào)節(jié)電路失效還可能導(dǎo)致LED過流損壞。 過流保護一般通過取樣電阻或霍爾傳感器等來檢測、比較，從而實現(xiàn)保護，但它們都有體積大和成本高的缺點。
這里采用如圖4的方法，在正激變換器扼流圈放置相同匝數(shù)的線徑較細的線圈。 這兩個繞組是磁平衡的，它們之間本應(yīng)沒有電壓差。 但是主繞組有直流電阻，大電流時產(chǎn)生了微小的電壓差，該電壓差由負載電流決定。這個微小的電壓差被運放檢測，并且通過調(diào)節(jié)Rx可以設(shè)置電流限制。該電路的缺點是電流限制不是很精細的，這是因為銅電阻在溫度每上升10℃時增加4%。但是這個電路依然可以滿足我們的設(shè)計要求。
3 開、關(guān)機電流過沖保護電路
穩(wěn)流型開關(guān)電源在開機和關(guān)機時容易造成電流過沖，LED之類的負載對ms級的電流過沖都是不允許的，瞬間大電流的沖擊有可能損壞LED器件，因此必須嚴格防止電流過沖。
3.1 開機電流過沖保護
開機時，由于電源濾波電容大，以及各延遲環(huán)節(jié)使得電流采樣反饋值與給定值在調(diào)節(jié)器輸入端不同，這會使得負載電流上升過沖，實測過沖波形如圖5所示。 為了解決這一問題，可以將調(diào)節(jié)器給定端RC 的值適當加大，調(diào)節(jié)以后的開機電流沒有發(fā)生過沖，波形如圖6.
3.2 關(guān)機電流過沖保護
在我們設(shè)計的30A/20V開關(guān)型穩(wěn)流電源中，采用控制電路單獨供電。主電路的濾波電容在工作時存儲了大量的電能，切斷總電源后，其中存儲的電荷持續(xù)數(shù)秒才能放完。 所以關(guān)機后單獨供電的采樣電路先關(guān)而主電路延遲關(guān)閉。調(diào)節(jié)器的給定輸入端由主電路供電，即關(guān)機后調(diào)節(jié)器的采樣輸入端先降低，給定端緩慢降低，于是其輸出誤差電壓增大，控制芯片增加PWM 的占空比，由此導(dǎo)致了關(guān)機時負載電流的嚴重過沖，過沖時的電流波形如圖7所示。
圖8 為關(guān)機電流過沖保護電路，該電路能在3ms內(nèi)迅速檢測出交流電源是否關(guān)閉，并且在電源關(guān)閉后強行將調(diào)節(jié)器給定輸入端的電壓拉低，防止電流過沖，具體動作過程如下。
光耦U1、U 2 隨被測電源的正負半周交替導(dǎo)通，當A 點交流電壓大于光耦中發(fā)光二極管的導(dǎo)通電壓Von時，光耦開啟，C3通過光耦中三極管放電，使B 點的電壓達不到場效應(yīng)管的開啟電壓； 當交流電壓小于Von時，光耦不導(dǎo)通，C3充電，B點的電壓增加，此時應(yīng)使C3的電壓上升到場效應(yīng)管閾值的時間大于光耦關(guān)閉的時間，以保證Q2不導(dǎo)通。 在t1時刻交流電源斷開，光耦輸出呈高阻態(tài)，C2中存儲的電荷經(jīng)R1向C3充電，C3上的電壓迅速增加，當B點電壓大于場效應(yīng)管的開啟電壓時，場效應(yīng)管Q2導(dǎo)通，導(dǎo)通后可迅速將Vs 拉低，圖8中Vs是調(diào)節(jié)器的給定輸入端電壓。 關(guān)機瞬間負載電流和圖8中B點的波形如圖9。改變R1和R4的參數(shù)，可以改變給C3充電的時間。 R4選用較大阻值的，可以提高C3上的電壓，同時延長C3的放電時間。 C2的大小可以決定交流電源斷電后維持該電路工作的時間。 綜上所述，設(shè)置合理的參數(shù)，便可保證在主電路電源沒有完全關(guān)閉的情況下，Q2一直導(dǎo)通，即誤差放大器的給定輸入端一直為零，避免了電流過沖。
4 過壓保護電路
穩(wěn)流型電源若負載發(fā)生斷路，電流檢測電阻兩端的電壓下降到零，一旦給定值不為零，調(diào)節(jié)器會使得輸出電壓急劇飆升至最大值，這對負載連接接觸不良時是很危險的。 對LED、半導(dǎo)體制冷等負載來說，過壓發(fā)生時，首要任務(wù)是保護負載，其次是保護開關(guān)功率管。
為解決以上問題，有兩種保護方法同時使用，一是放置雙向TVS來實現(xiàn)對瞬間沖擊電壓的防護。
TVS是一種二極管形式的高效能保護器件。當TVS二極管的兩極受到反向瞬態(tài)高能量沖擊時，它能以納秒級的速度，將其兩極間的高阻抗變?yōu)榈妥杩梗崭哌_數(shù)千瓦的浪涌功率，使兩極間的電壓箝位于一個預(yù)定值，有效地保護電子線路中的元器件免受各種浪涌脈沖損壞。 還可將電阻與TVS串聯(lián)，當TVS未擊穿時，電阻上沒有電流，若發(fā)生過壓，TVS被擊穿，電阻上有電流流過，產(chǎn)生壓降，以此作為保護信號，送到PWM 芯片的shutdown 端，封鎖PWM脈沖輸出。 另外一種方法是當負載斷路時使電源立即停止工作，如圖10所示，圖中R24和R27給運放同相輸入端提供固定的小電壓U+。R26為取樣的負載電流輸入，當負載發(fā)生斷路時，運放反相輸入端電壓U-=0, 因而U+>U-, 運放輸出電壓為高電平，給出空載保護信號。 同時將時間常數(shù)R30×C15與電源給定的時間常數(shù)配合調(diào)節(jié)，使得空載保護不發(fā)生誤動作。
5 結(jié)語
文中主要討論了LED電源的幾種保護方式，并介紹了一些具體電路。 對一個給定的直流開關(guān)電源來說，保護電路是否完善并按預(yù)定設(shè)置工作，對電源裝置的安全性和可靠性至關(guān)重要。 而電源的可靠性將會影響到LED產(chǎn)品的壽命，因此通常需要用幾種保護方式加以組合來構(gòu)成完善的保護系統(tǒng)，確保直流開關(guān)電源的正常工作。 我們將這些措施實際用于驅(qū)動LED負載，工作安全可靠。