單端反激式開關電源不需要輸出濾波電感，體積小巧，無需高壓續流二極管，變壓器原副邊電氣隔離，電路拓撲簡單、成本低、性能穩定[1-3]，廣泛用于小功率直流電源設計中，如工業變頻驅動設備的供電電源[4]。
　由于中壓變頻、斷提高，例如1 700 V的IGBT模塊應用已經非常普遍,其直流母線電壓往往高于1 000  V。此時功率模塊的驅動電路供電電源的方案有：(1)采用直流低電壓(+15 V)，然后通過隔離DC/DC變換得到相應直流電壓;(2)采用隔離變壓器獲得輸出低壓交流電(AC100 V)，再設計相應的開關電源;(3)直接對高輸入直流母線電壓設計開關變壓器。其中最后一種設計方案電源隔離效果較好，適用于高電壓場合，且無需額外連線，電路結構簡單，可靠性高。但該方案所需要解決的是輸入電壓高的問題，其開關器件的耐壓等級要求較高,同時原副邊電壓值差異大,導致變壓器設計困難。因此，研究高直流母線電壓條件下反激式開關電源的設計方法具有重要意義。
　本文討論了高直流母線條件下開關電源的設計方法，包括電路結構、器件選擇和變壓器設計，并提供了詳細的實驗波形，為反激式開關電源設計提供了參考。
1 反激式開關電源主電路結構
　本文采用的反激式開關電源電路系統結構,如圖1所示。當開關管導通時，變壓器原邊導通，電流線性上升，磁場儲能；當開關管截止時，磁能向副邊釋放電能。該結構采用UC3844電源控制芯片,通過穩壓芯片TL431構建電壓外環,并通過采樣電阻構成電流內環實現穩定電壓控制。UC3844的6腳輸出脈寬調制信號，驅動開關管。開關管導通時，原邊電流增大，采樣電阻Rs的電壓逐漸升高并反饋回UC3844的3腳,當此信號大于1 V(或電壓外環參考值)時將關斷脈沖輸出。同時,輸出電壓通過TL431構成反饋電壓環電路，當輸出電壓一旦高于設定電壓時,補償電壓將變為低電平反饋回UC3844的1腳，從而關斷PWM輸出。由于UC3844輸出脈寬信號的最大占空比為50%，因此適合于設計斷續模式的反激式開關電源。

2 器件選擇及參數選取
    由于輸入直流母線的電壓高(500 V~1 300 V)，因此開關器件需采用高耐壓等級器件。最大電壓出現在關斷時刻，為母線電壓、反激電壓與漏感造成的尖峰電壓之和。可采用耐壓等級為1 700 V的小功率IGBT模塊，如IXYS公司的IXGH6N170A。驅動電路設計可采用圖2(a)的電路進行設計，加速IGBT關斷過程；也可采用圖2(b)的方法，當驅動信號為低電平時，通過PNP管T1放電回路可快速釋放開關管內部電容存儲的電荷,加快關斷過程。

    緩沖電路的二極管也將承受高電壓，最大反向電壓為開關管導通時刻，電壓為母線電壓與反激電壓之和。因此,二極管的耐壓等級最好選擇與開關管的耐壓等級相同，且選用恢復時間短的快速二極管。
　　由于漏感的影響，造成關斷時刻UDS出現尖峰電壓，而漏感在變壓器制造過程中由于開氣隙而必然存在。為了在關斷時刻快速釋放漏感能量，在RC電路上再并聯一個瞬態電壓抑制二極管(TVS)，可以有效消除漏感影響，保障器件的可靠運行。但在變壓器設計時也應盡量減小漏感，否則瞬態抑制二極管將消耗過大功率而發熱。瞬態抑制二極管導通電壓選取為略大于母線電壓與反激電壓之和。
　基于TL431的電壓反饋電路如圖3所示。TL431電路功能為：當輸出電壓VO1經過R1和R2的分壓小于TL431的參考電壓Vref (=2.5V)時，TL431輸出的電壓將近似等于VO1，此時光耦器件不導通,光耦輸出為高電平，不影響UC3844的脈寬輸出;反之，如果輸出電壓VO1的分壓超過Vref，則TL431輸出約為2 V，此時光耦器件導通,輸出為低電平，封鎖UC3844的輸出。如圖3所示。

　根據UC3844的閉環控制特點，電流環為內環，直接限制了器件的導通時間，其開啟與關斷應靈敏及時，否則可能導致器件瞬間過流損壞，故相應電路的濾波時間常數取值應比較小。而電壓閉環為外環控制，且由于副邊充電電容的濾波作用，電壓變化較為緩慢，不需做快速調節，因此相應的時間常數可取大一些。
    此外，除了通過從副邊引出一個附加電源繞組經整流濾波后給UC3844供電外,還需要從直流母線引出一條額外的回路給充電電容。因為上電時開關管尚未工作,需要直接通過直流母線給電容充電,使得UC3844供電電壓大于16 V，UC3844才能開始工作,此后再由附加電源繞組給UC3844供電。一般上電幾秒鐘后UC3844應工作，因此需要合理設置充放電時間常數，由于電容僅給UC3844供電，負載較輕，且上電充電電流較小，電容容值不需太大，通常小于100 ?滋F。由于VDC電壓較高，設計時應考慮器件的絕緣耐壓問題,可以對預充電回路采用多個電阻串聯實現。
3 開關變壓器設計
　開關變壓器是開關電源設計的重點與難點。開關變壓器的參數可按照常用反激式變壓器的設計步驟進行計算[1]，但也應考慮高輸入電壓下的特殊情況，特別是要保證器件的耐壓問題、高匝數比的問題及初始線圈匝數多的問題。
　為了保證變壓器工作于斷續模式下，設計斷續模式下反激式開關變壓器,應保證開關管導通時間小于最大導通時間:
 
其中,VO為反饋繞組電壓，Np為原邊繞組匝數，Nsm為反饋繞組匝數，T為開關周期， (VO+1)(Np/Nsm)為反激電壓。開關器件所承受電壓為反激電壓與母線電壓之和,并且還應留出10%以上的裕度。母線電壓最高為1 300 V，若取反激電壓為160 V，則器件最高電壓為1 460 V，有240 V的裕量。把反激電壓和Vdcmin=500 V代入式(1)可得Tonmax=0.24 T。
　變壓器原邊電感Lm計算如下為:

    為了增大安匝數，變壓器需要開氣隙，但應盡量減少漏感，以減輕緩沖回路的壓力。可增加一個TVS二極管以保證器件安全。
4 實驗波形
　按照本開關變壓器的設計方法，本設計最終完成的開關變壓器規格的輸入電壓為500 V~1 300 V，反饋繞組輸出電壓為5 V，多路繞組輸出電壓分別為+15 V、-15 V，四路26 V及輔助電源繞組+16 V，采用IGBT模塊IXGH6N170A，
PQ35/35磁芯，開關調制信號的頻率為25 kHz。開關管UDS與IDS波形如圖4所示,通道1為UDS波形，通道3為IDS波形。其中母線電壓為500 V，反激電壓為200 V，電壓通過高壓探頭獲得，電流信號則通過電流鉗獲得。該圖顯示了反激式開關電源各階段運行情況。

    在接近第3個μs處，開關管開啟，開關管兩端電壓降為0，電流線性增加，增加到最大值時所用時間可由式(3)得到。在5.4 μs處，開關管關閉，其兩端電壓升高。由于漏感影響，關斷時刻電壓大于直流母線電壓與反激電壓之和(Vdc+VR)，但由于TVS釋放能量及抑制作用，電壓基本被限制在(Vdc+VR)之下，穩定后UDS電壓等于(Vdc+VR)。
　對于IGBT功率模塊，開關器件的功率損耗主要體現在關斷過程中[5]。開關管關斷時,其UDS與IDS波形如圖5所示。同樣通道1為UDS波形，通道3為IDS波形。根據電流電壓波形，近似認為關斷過程中電流為200 mA，電壓上升時間近似為300 ns，開關周期為25 kHz，可計算得到開關管消耗功率為：

　開關管損耗能量以熱量形式發送出去，將引起開關管發熱。母線電壓越高，UDS電壓上升時間越長，上升電壓值越大，發熱越嚴重，需要給IGBT管配置更大的散熱片，同時在保證能量供給條件下盡量降低開關頻率。
　變壓器多個開關周期內的電壓UDS(通道1)與電流IDS(通道3)波形如圖6所示。在20μs~50μs之間，緩沖電路的電容和變壓器主電感發生諧振。

　本文分析了高輸入電壓下單端反激式開關電源的設計方法與關鍵問題，包括器件的選擇、電路參數的設定與開關變壓器的設計，討論了器件的驅動性能和散熱問題，所提出的方案切實可行。并給出了詳盡的實驗波形，分析了開關電源工作過程中IGBT電壓UDS與電流IDS的變化規律，實驗波形為開關電源設計提供了很好的范例。
　此外，在實際開關電源設計中，設計者還需要考慮器件及布線過程中的安全耐壓問題，防止距離過近造成的爬電影響，優化布線，減少電路中的分布電感和分布電容。
參考文獻
[1] PRESSMAN A I. 開關電源設計[M].王志強,譯.北京：電子工業出版社, 2005.
[2] 徐勇，金辛海. 多路輸出反激式開關電源的反饋環路設計[J]. 電源技術應用, 2009,12(1):23-27.
[3] 田俊杰，秋向華，陳靜，等. 單端反激式開關電源中變壓器的設計[J]. 電源技術應用， 2009,12(2):23-26.
[4] 宋鴻齋,謝吉華,陳志強,等. 變頻器用多功能開關電源設計[J].電力自動化設備，2008,28(1):105-108.
[5] 蔣懷剛，李喬，何志偉. IGBT模塊驅動及保護技術[J].電源技術應用, 2003,6(4):132-136.