1 引言

腦電信號(EEG]是由腦神經活動產生并且始終存在于中樞神經系統的自發性電位活動，含有豐富的大腦活動信息，是大腦研究、生理研究、臨床腦疾病診斷的重要手段。通過對腦電信號進行記錄，以提供臨床數據和診斷的依據。因此腦電信號的提取具有非常重要的臨床意義。

2 設計時常遇到的技術困難

(1)腦電信號十分微弱，一般只有50μV左右，幅值范圍為5μV～100 μV。因此它要求放大增益比一般儀器要高得多;

(2)腦電信號頻率低，其范圍一般在0.5 Hz~35Hz，這使得放大器的低頻截止的選擇非常困難，當受到尖峰脈沖干擾或導聯切換的時候，放大器容易出現堵塞現象;

(3)存在工頻50 Hz和極化電壓等強大的背景干擾。其中工頻50Hz干擾主要以共模形式存在，幅值較大，所以腦電信號放大器必須具有很高的共模抑制比。而極化電壓干擾的存在使得腦電放大器的前級增益不能過大;

(4)由于人體是一個高內阻信號源，內阻可達幾十千歐乃至幾百千歐，而且它的內阻抗既易于變化，又可能各支路不平衡，所以，腦電信號放大器的輸入阻抗必須在幾兆歐以上。

可見，要設計出高質量的腦電信號放大器，要求前置放大器必須具有輸入阻抗高、共模抑制比高(CMBR)、噪聲低、非線性度小、抗干擾能力強以及合適的頻帶和動態范圍等性能，這使得放大器的設計存在較大的困難，但這也是整個腦電信號采集系統設計能否成功最重要的關鍵性的一個環節。

3 信號放大檢測電路設計

腦電信號放大檢測電路如圖1所示。由該圖可知，該部分主要由緩沖級、前置差分放大電路、50 Hz工頻陷波電路、電壓放大電路、低通濾波器電路、電平調節電路、線性光耦合電路等組成。



在人體和腦電前置放大器之間設置緩沖級主要是為了實現更高的輸入阻抗，電平調節電路是為了滿足A/D轉換器輸入量程的需要。

3.1 前置差分放大電路

3.1.1 電路組成及特性

前置放大是整個腦電圖儀的關鍵環節。本設計在“三運放”的基礎上，通過采用新型的電路結構，巧妙地利用了儀器放大器共模抑制比與增益的關系(見表 1)，并結合阻容耦合電路、共模驅動技術、浮地跟蹤電路等，可以在抑制直流干擾的情況下提供較高的共模抑制比，具有對外圍無源器件參數不敏感的特點。具體電路設計見圖2。





UlA、UlB構成并聯型雙運放儀器放大器，在運算放大器為理想的情況下，并聯型差動放大器的輸入阻抗為無窮大，共模抑制比也為無窮大，且其共模抑制比與外圍電阻的匹配程度無關。該部分電路具有提高輸入阻抗和提供電壓緩沖的作用。

阻容耦合電路由C1、C2、R6、R7等構成，主要起隔離極化直流信號的作用，為后級儀器放大器提高增益，進而為提高電路的共模抑制比創造了條件。

LT1167構成后級放大器，將雙端差動輸出信號轉換為常用的單端輸出信號。該級可做到很高的增益(通過改變Rg的大小)，從而得到較高的共模抑制比。

共模信號取樣驅動電路由兩個等值電阻R4、R5和由UlC構成的電壓跟隨器等組成。由于U1A和U1B構成的并聯型雙運放儀器放大器的輸出阻抗很低，通過采用共模驅動技術，可避免阻容耦合電路中的阻、容元件參數不對稱導致的共模干擾轉換成差模干擾的情況發生。

人體地共模反饋電路(右腿驅動電路)。由共模取樣驅動電路取出的兩電極共模電壓經過U2A(電壓跟隨器)和UlD(反相放大)后回饋到頭部，跟原來的共模電壓相加，形成共模電壓負反饋電路，減小了共模電壓的輸入值，從而提高了電路抵抗工頻干擾的能力。

由共模取樣驅動電路取出的兩電極共模電壓經過R13接至兩輸入電極的屏蔽層。它可以減少引線分布電容的分流效應，使其對放大器的輸入阻抗影響盡可能地減少，從而使CMRR不降低。

浮地跟蹤電路(又稱為浮地跟隨器)由U2B、R17構成，R17一端接前端部分正、負電源的公共端，從而使電源浮置起來。如果U2B具有理想特性，則使正、負電源電壓的漲落幅度與共模輸入電壓的大小完全相同。雖然共模輸入電壓仍舊加在U1A、U1B的同相端，但卻因放大器本身電源對共模輸入信號的跟蹤作用，使其影響大大削弱。即使U1A、UlB的參數不完全對稱，但由于有效共模電壓減少了，轉化為差動而形成的誤差電壓就很少了，相當于提高了前置級的共模抑制能力。

在圖2中，UlC的輸入信號取自U1A(輸入為Vin1、輸出為V01)和U1B(輸入為Vin2、輸出為V02)輸出端兩個串聯電阻R4和R5的中點電壓Vc，即Vc=l/2x(V01+V02)，當只有差模信號(V01=-V02)的輸出時，Vc=0，則運放UlC的輸出電壓等于O，等同于接地; 而當有共模電壓和差模信號輸入時，U1C的總輸出中只包含輸入信號的共模部分Vc=l/2x(Vin1+Vin2)。從而使得共模信號不經阻容耦合電路的分壓而直接加在集成儀用放大器U3的輸入端,避免了由于阻容耦合電路的不匹配而降低電路整體的共模抑制比。

圖2所示電路的差動輸出可以由式(1)計算：



其中Adu3是集成儀表放大器LT1167的差模放大倍數，且Adu3=(49.9 kΩ/Rg)+1

該電路的高通截止頻率fc可以表示為：



其中：F1、F2、…為各級放大器的噪聲系數，K1、K2…為各級放大器的功率增益。可見多級放大器的噪聲系數將主要由第一級噪聲決定。前置放大的總等效輸入噪聲電壓與閉環增益成反比，適當加大第一級的差模放大倍數有利于降低噪聲。所以在設計中挑選了具有很低噪聲的集成運算放大器LMH6626，后級放大器選用LT1167。

3.1.2 器件介紹

LMH6626是美國國家半導體公司推出的一種雙超低噪聲寬帶運算放大器。其主要性能特點如下：

噪聲極低，輸入電壓噪聲低至0.92 nV/(Hz)1/2(典型值)，輸入電流噪聲典型值為1.8 pA/(Hz)1/2;

增益帶寬達1.3 GHz;

電源電壓為±6 V時，輸入失調電壓為土o.1mV，溫度漂移為±0.1μV/℃，輸入失調電流典型值為0.05μA，溫度漂移為0.7 nA/℃;

開環增益為81 dB(典型值)時，共模抑制比CMRR達95 dB，壓擺率(SR)為340 V/μs;

LTll67是Linear公司的新型儀表放大器，它結合了FET運放和雙極型運放的優點，其高輸入阻抗和低偏置電流接近FET器件，而噪聲水平跟雙極型運放相同。具體的性能指標如下：

激光修剪電阻保證共模抑制比CMRR>110dB(G=10);

高輸入阻抗l 000GΩ，并聯1 pF;噪聲電壓0.28μVp-p，噪聲電流10 pAp-p(0.1 Hz～10 Hz);

輸入偏置電流50pA;靜態工作電流<13 mA。

LTll67比較適用于醫療儀器。其CMRR和閉環差模增益的關系見表1。

3.2 線性光耦合電路

隔離放大器具有極好的抗共模干擾能力，能有效地阻斷前置放大電路和后級數據采集電路之間的電聯系，但并不切斷它們之間的信號傳遞。因此在腦電信號采集系統中采用隔離是必要的、也是可行的。該功能的實現一般由變壓器及光耦合元件完成，其中變壓器用于耦合交流信號，而光耦合器則用于直流信號的耦合。

以前光隔離產品一般不用在線性電路中，而只是將LED和光敏二極管構成的光電耦合器應用在數字信號隔離中，主要原因是這個時期的光電耦合器存在一定的非線性和不穩定性，使得該類器件不太適合腦電信號這樣極微弱的生理電信號的高精度測量。而變壓器隔離則有體積大、接線復雜等不足。

LOCllO線性光耦合器是美國CLARE公司生產的新型光耦合器，與一般光耦合元件不同的是，LOC110在伺服模式設計下運作，以補償發光二極管的非線性時間及溫度特性，能同時耦合交流及直流信號。LOCllO為取代腦電信號采集應用中大體積變壓器及非線性光耦合器提供了另一種更佳的選擇。

LOCll0有光電壓和光電導兩種工作模式。光電壓模式下使用LOCllO光耦合器可達到最佳的線性度，最低的干擾及漂移性能。在這種模式下，電路線性度可以達到12位元，雖然這是以40 kHz的較小帶寬為代價的，但并不影響我們在該設計中的應用。本設計中，LOC110工作在光電壓模式下，其原理見圖3。



圖3中定義：伺服增益K1=I1/IF，K2=I2/IF，K3=K2/K1，IF為發光二極管的順向電流。則 Vin=I1.R1=IF.K1.R1，Vout=I2·R2=IF·K2·R2，即Vout=Vin· (K2.R2)/(K1.R1)=Vin·K3·R2/Rl，一般取Kl=K2，所以Vout=Vin.R2/R1，即Vout與R2/R1成正比。

3.3 5O Hz工頻陷波電路

工頻干擾是腦電信號的主要干擾，雖然前置放大電路對共模干擾具有較強的抑制作用，但部分工頻干擾是以差模信號方式進入電路的，且頻率處于腦電信號的頻帶之內，加上電極和輸入回路不穩定等因素，前級電路輸出的腦電信號仍存在較強的工頻干擾，所以必須專門濾除。具體設計見圖4，仿真曲線和實驗數據曲線見圖 5(a)、(b)。圖4中的LT1112是Linear公司生產的雙路低功耗、高精度、皮安輸入運算放大器。



　　

3.4 電壓放大電路

由于腦電信號頻率低，因此該電路采用交流自舉技術，使得在低頻時也具有很高的輸入阻抗，從而具有較強的交流耦合能力。自舉要完全發揮作用，必須在圖4 中R1的下端提供特別靠近其上端的電壓。這樣，電阻R1上流過的電流就很小，因而阻抗就很大。否則，就發揮不出自舉效果。其輸入阻抗 ZIN=Xcl+Rl+R2+R1·R2/KC2≈R1.R2/XC2。按照圖4電路中的參數可以求得：ZIN(1 Hz)=188.46 kΩ，ZIN(10 Hz)=2 MΩ，如想進一步提高輸入阻抗，則必須增大Rl、R2、C2的數值。具體設計見圖6。

3.5 低通濾波器的設計

低通濾波器擔負著抑制廣譜噪聲和在ADC之前抗混疊的雙重任務，兩者都要求低通濾波器的通帶盡可能平坦，滾降速率越快越好，以便獲得較高的信噪比。根據信號特點，選用巴特沃斯型三階濾波器，截止頻率選100 Hz。具體設計見圖7，仿真曲線和實驗數據曲線見圖8(a)、(b)。



4 結束語

本課題隸屬于廣西壯族自治區教育廳科研項目：《高性能數字化腦電診斷和監護機的研制》(桂科教研[2004]20號)。由于腦電信號十分微弱并存在較強的干擾，因而使得測量比較困難，通過對電路結構的精心設計和選用新器件，可以克服腦電信號提取中常遇到的一些困難，使前置放大器具有較高的共模抑制比，從而能夠較好地放大檢測出的腦電信號。在設計的過程中，通過PspICe仿真軟件有助于電路的設計和調試。如果再結合數據采集電路并通過USB接口，就能夠實現腦電信號在上位機的顯示、分析等功能，從而實現對腦電信號的實時監測，使之具有比傳統腦電設備更好的性能。

腦電信號屬于一種比較微弱的人體生理電信號，通過適當的改進，該電路也可以用于測量其他人體生理電信號或其他微弱信號。