隨著DVD 播放器、MP3 播放器，甚至是內置 FM 廣播及 MP3 等音頻功能的手機等越來越多的便攜式音頻裝置在市場熱銷，，這些設備的電路板空間顯得越來越不足。因此，特定功能解決方案的尺寸變得極為重要，而設計工程人員正試圖找出如何在達到預期功能的條件下將需要的組件數量降到最低。將音頻信號傳輸到耳機一直以來都需要 DC 阻隔電容，其替代解決方案不是有先天限制，就是過于簡化而不切合實際需求，或不被市場接受。
本文特別著重在耳機放大器架構，除了說明其優缺點，也介紹全新的解決方案，該解決方案可解決某些耳機放大器架構所造成的問題。
不同的耳機放大器配置
不采用大型 DC 阻隔電容驅動耳機的其中一種傳統方法，是將連接器的接地接腳偏移到中軌，也就是 VDD/2 (VBIAS)。由于大多數消費性耳機放大器都是單一供應電源，因此，要達到良好的動態范圍，唯一的方法是以 DC 將音頻偏移到 VDD/2，使信號能擺蕩到接地及 VDD。由于接地接腳連接 VDD/2，因此其中主要的缺點是，只要連接 到Hi-Fi 放大器或以電源驅動的喇叭等接地為真實接地 (亦即 0V) 的外部設備，就會造成接地回路問題，并引發不必要的噪聲或設計問題。
圖 1. 含偏移接地套管的輸出單端耳機放大器
如圖 1 所示，最傳統的耳機放大器架構是含 DC 阻隔電容的單端放大器。
圖 2. 含 DC 阻隔電容的單端耳機放大器
從中可看出，耳機驅動的輸出偏移到 VDD/2 (VOUT)，而音頻從 VDD 擺蕩到接地。其中需要 DC 阻隔電容，才能將移除此偏壓，讓訊號在接地周圍有效擺蕩，也就是在 –VDD/2 至 +VDD/2 之間擺蕩。此架構的優點是能夠使用標準的耳機接孔，然而，這類方法的主要問題在于低頻率響應。耳機阻抗一般是 16Ω 或 32Ω，而輸出電容及耳機喇叭阻抗兩者會形成高通濾波，其截止頻率為 3dB，如等式 1 所示：
(等式 1)
截止頻率必須在耳機的音頻頻帶范圍內，此頻帶會因制造商的不同而有所差異，但一般的范圍是 20Hz 至 20kHz 之間。為了不使低音頻頻率衰減，高通濾波的截止頻率至少必須大約是 500Hz 以下。
將等式 1 改寫為等式 2，即得出：
(等式 2)
對于 100Hz 的截止頻率及 16Ω 的耳機喇叭阻抗，電容必須是 110μF。對于需要小體積尺寸的情況而言，這會造成電容值及實體尺寸過大，而且使得成本過高。許多工程人員只能改用 22μF 的較小電容，不過這會影響耳機的低頻率傳真度，而導致低音響應不佳。
各種執行都有其優缺點，不過，對于需要較佳音頻并避免潛在接地回路問題或大型 DC 阻隔電容的設計人員而言，一種稱為接地置中或「無電容」的較新架構開始備受矚目。
TPA4411、TPA6130A2 及 TPA6132A2 等由德州儀器提供的接地置中或 DirectPathTM 耳機放大器使用創新的做法來省卻通常使用的 DC 阻隔輸出電容。其做法并非將音頻偏移至裝置內的 VDD/2，而是整合了一顆電荷泵并提供一組負電源軌，進而讓耳機放大器在正電源軌 (VDD) 與負電源電壓 (VSS) 之間擺蕩。這完全不需要任何偏移，因此不再需要輸出的高通濾波。這能夠讓耳機喇叭播放整個音頻頻帶，提供更好的音質。
圖 3. 含整合式電荷泵的接地置中 DirectPathTM 耳機放大器
圖 4 顯示該高通濾波器的頻率響應如何隨著不同的 DC 阻隔電容產生變化。對于 16Ω 的固定負載阻抗，只要改變輸出 DC 阻隔電容，截止頻率便會隨之變動。結果是當電容值減小，截止頻率就會提高，而且越少音頻低音內容能被傳輸到耳機喇叭。
圖 4. 輸出頻率響應比較
這種做法看起來很理想，不過，由于整合式電荷泵的低效運作，相較于含偏移接地套管或大型 DC 阻隔電容的傳統耳機放大器，接地置中耳機放大器會耗用較多的電源，而略微縮短系統的電池使用時間。為解決這個問題的創新做法是使用改良的 Class-G技術。
Class-G 技術
在 AB 類放大器的接地置中架構做法中，放大器總是以最高電源電壓運作，這表示，對于音頻的無噪聲階段而言，整個輸出 FET 的電壓降幅相當大。以鋰離子電池為例，一般的電池電壓范圍是 3.0V 至 4.2V。假設電池供應 3.6V 的電壓，圖 5 的紅色箭頭表示播放輸出音頻時整個輸出 FET 的電壓降幅。
圖 5. AB 類接地置中耳機放大器運作
假設放大器的靜態電流相較于流向負載的電流來說非常地小，即可推算電池電流與輸出電流呈正比。
(等式 3)
圖 6 顯示 AB 類接地置中耳機簡易示意圖。隨著音頻的變化，整個輸出 FET 的電壓降幅也會變動。裝置的功率損耗是電壓降幅乘以電池電流 (IBATT) 所得的乘積。
圖 6. AB 類接地置中耳機示意圖
G 類放大器一般使用多個電源電壓，以發揮比 AB 類放大器更高的效率。在本例中，TI 最新的 G 類 DirectPath 放大器 (TPA6140A2) 首先將電池電壓降低至較低的電壓值，然后切換至低信號強度的低供應電壓 (1.3V)，并且只有在信號強度超出該低電源電壓軌時，才切換至較高的電源電壓 (1.8V)。這些適應性電源電壓軌的升降速度高于音頻，因此可避免失真或削波。此外，由于一般聆聽的音頻低于 200mVRMS，因此電源電壓通常是最低值 (亦即 1.3V)，并且提供優于上述 AB 類放大器的效率。在音頻的無噪聲階段期間，整個電源軌的電壓會降低，而且信號相當小。當音頻變得大聲時，放大器會切換至較高的電源軌，然后切換回較低的電源軌，導致整個輸出 FET 的電壓降幅縮小。圖 7 的紅色箭頭表示此電壓降幅。
圖 7. G 類接地置中耳機放大器運作
其中的技巧是設計將電池電壓降低至較低電壓的放大器，并使用適應性電源軌 (分別有負電源軌) 降低播放音樂時整個輸出 FET 的電壓降幅。其中一種實現這類放大器的方式是，使用電荷泵作為圖 8 所示的步降區塊。某些工程人員偏好這類做法，原因在于步降電荷泵僅需要相對較小的飛馳電容(flying capacitor) (1μF 至 2.2μF)，而這也是相對較小的組件
圖 8. 含電荷泵步降轉換器的 G 類接地置中耳機簡化示意圖
這類解決方案的主要缺陷是電荷泵的效率極差，而且這類解決方案無法令電池使用時間延長。較好的做法是整合 DC/DC 步降轉換器，以有效降低裝置的內部電源電壓，并減少電池電流。
圖 9. 含 DC/DC 步降轉換器的 G 類接地置中耳機簡化示意圖
圖 9 顯示 G 類接地置中耳機簡化示意圖。假設放大器的靜態電流遠小于流向負載的電流，即可推估電池電流是輸出電流的分數 (見等式 4)。同樣地，隨著音頻的變化，整個輸出 FET 的電壓降幅也會變動。此裝置的功率損耗是電壓降幅乘以電池電流 (IBATT) 的分數 (VDD/VBATT) 所得的乘積，因此，此裝置將散失較少的功率。
(等式 4)
使用此解決方案的 G 類 DirectPath 耳機放大器為 TPA6140A2。此解決方案需要將外部電感用于步降轉換器，但是，由于輸出電流相當小，而且降壓轉換器的切換頻率相對較高，因此可使用相當小的芯片電感，也就是 2.2uH 、 800mA 的 0805 尺寸電感。這能夠使解決方案的效率提高，而沒有上述電荷泵方法的電路板空間不足的缺點。
AB 類及 G 類接地置中架構的電池使用時間比較
為證實 G 類 DirectPath 耳機放大器的效率優于傳統 AB 類解決方案，我們在實驗室進行了一項測試。圖 10 是一般接地置中耳機與 TPA6140A2 的比較。其中，兩個放大器都接上充滿電力的鋰離子電池。音頻輸入來自 PC，而輸出驅動各個 32Ω 耳機。兩個放大器持續播放相同的音頻，而且以固定間隔測量電池電壓。
下圖的 Y 軸表示電池電壓，X 軸表示時間。綠線表示一般的接地置中耳機放大器，藍線表示 G 類耳機放大器。
圖 10. AB 類與 G 類接地置中耳機放大器的比較
相較于 AB 類 DirectPath 實作，TPA6140A2 可延長 50 小時或 45% 的電池使用時間。
對于耳機放大器效率而言，必須考慮整體的系統功耗。舉例來說，當今耳機的輸出功耗遠低于 MP3 編譯碼器的功耗。在未來，當這類編譯碼器功能提升到下一個制程技術節點時，該功能的功耗將進一步降低，但耳機放大器的輸出功耗需求則不會降低。這表示，耳機放大器的效率將在下一代平臺中扮演更重要的角色。圖 11a 至 11b 闡明了這一點：
圖 11a.當今MP3 播放電流耗用量的范例
圖 11b.兩年后 MP3 播放電流耗用量的范例
圖 11a 顯示 G 類耳機放大器的平均電流耗用量大約是應用處理器的 10%。然而，幾年后，當應用處理器電流降低至大約 10mA 時，G 類耳機放大器的電流耗用量將約為 現在的30%。
結論
電池使用時間一直是便攜式應用的重要課題。相比含輸出 DC 阻隔電容的傳統 AB 類放大器，接地置中耳機放大器的音頻性能較佳，但是因為需要使用電荷泵而使得效率降低。只有在信號強度需要進行切換時，才會切換兩個以上的電壓電源軌，使得 G 類放大器能夠提升效率，也減少了不必要的功率損耗。TPA6140A2 等 G 類 DirectPath 耳機放大器結合了接地置中耳機放大器及 G 類放大器的優點。這能夠有效降低不必要的放大器功率損耗，最終使得電池使用時間延長。