在進行功率級小信號建模時，升壓調節器與降壓調節器相比有兩個缺點：第一，它有一個由占空比和負載決定的右半平面(RHP)零點，從而加大了模型的推導復雜性；第二，升壓調節器不如降壓調節器常用，因而其沒有在推導精確小信號模型方面付出太多努力。本篇文章，我們將介紹一種面向電流模式升壓轉換器(作為電壓調節器使用)的簡化模型，同時給出為了預測升流調節器行為需要對標準做法進行的幾項修改建議。

　　峰值電流模式控制(在升壓調節器中控制電感器/開關電流，而不是輸出電流)在低端控制器和單片IC中隨處可見，它們的控制開關發射極/源極與系統地相連。所有常見的可用低端控制器實現的開關調節器，諸如升壓、反激(flyback)、單端初級電感轉換器(SEPIC)和Cuk轉換器，都有RHP零點。通過將一個輸出LC極點移到高于控制環帶寬的高頻，電流模式控制簡化了控制到輸出的轉換功能。電壓調節器和電流調節器的性能都可以借助如下的功率級轉換方程進行預測：

公式中電壓調節器和電流調節器的不同，可以參考下面的圖1和圖2。

圖1   電壓調節電路

圖2   電流調節電路

　　在進行功率級小信號建模時，升壓調節器與降壓調節器相比有兩個缺點：第一，它有一個由占空比和負載決定的右半平面(RHP)零點，從而加大了模型的推導復雜性；第二，升壓調節器不如降壓調節器常用，因而其沒有在推導精確小信號模型方面付出太多努力。本篇文章，我們將介紹一種面向電流模式升壓轉換器(作為電壓調節器使用)的簡化模型，同時給出為了預測升流調節器行為需要對標準做法進行的幾項修改建議。

　　峰值電流模式控制(在升壓調節器中控制電感器/開關電流，而不是輸出電流)在低端控制器和單片IC中隨處可見，它們的控制開關發射極/源極與系統地相連。所有常見的可用低端控制器實現的開關調節器，諸如升壓、反激(flyback)、單端初級電感轉換器(SEPIC)和Cuk轉換器，都有RHP零點。通過將一個輸出LC極點移到高于控制環帶寬的高頻，電流模式控制簡化了控制到輸出的轉換功能。電壓調節器和電流調節器的性能都可以借助如下的功率級轉換方程進行預測：

公式中電壓調節器和電流調節器的不同，可以參考下面的圖1和圖2。

圖1   電壓調節電路

圖2   電流調節電路

　　DC增益

(左邊為電壓穩壓器；右邊為電流穩壓器)

Gi是控制器IC的參數，ROP = VO / IF

　　系統極點

(上面為電壓調節器；下邊為電流調節器)

　　RHP零點

(上面為電壓調節器；下面為電流調節器)

對升壓和升流調節器來說，下面的數值是一樣的：

　　占空比

(VD是輸出二極管壓降，典型值為0.5V)

　　ESR零點

　　采樣雙極品質因數

　　固有的電感電流斜率

　　斜率補償

(Vm是控制器IC的參數；fSW是開關頻率。)

　　采樣雙極拐角頻率

　　到目前為止，從電壓調節轉為電流調節的最大變化在于DC增益，它源自于與RO相比值很小的rD，以及由組合負載和反饋路徑產生的電阻分壓器效應。考慮一個輸入12V 、輸出36V/1A的電壓調節器，DC增益計算得出的結果約為30dB。對比一下，驅動10個白光LED((VO ≈36V)的電流調節器，電流也為1A、輸入也為12V，其DC增益僅為6dB。

　　放大的電流感應

　　幾乎所有帶可調輸出的調節器，都可改裝成一個LED驅動器，但簡單地用LED串替換頂部反饋分壓電阻并用電流感應電阻替換底部反饋電阻，將耗費電能并產生熱量。若不對電流感應電壓進行放大以匹配1.25V的標準能隙基準電壓，則當1A電流通過LED時，電流感應電阻的功耗為1.25W。但其對整個控制環的影響不大。降低的RSNS值大致抵消了增加的增益。對于增益ASNS來說，DC增益可通過下式得出：

　　圖3顯示的是采用低成本運放的電流感應放大器的實際應用。20Ω的加入電阻(injection resistor)將被放在運放輸出和穩壓器的FB腳之間。

圖3   電流感應放大器

　　預測并測量用升流變壓器驅動的LED控制環路響應，需要對標準作法進行以下幾方面的修改。

　　LED驅動器被看作恒流源，它沒有電壓穩壓器必須克服的負載瞬變。忽略“控制到輸出”的響應，而利用一個積分電路進行簡單補償的作法具有吸引力。

　　HBLED驅動器需要仔細進行分析，以提供高DC增益(為確保輸出電流的準確性)；另外，由于采用PWM調光，因此帶寬要盡量寬。需要一個快速的控制環路，用來對響應該調光信號的輸出電流進行迅速瞄準，其重要性等同于電壓調節器的負載瞬變響應。

　　在這里，審慎預測、仔細設計和準確測量對升壓LED驅動器的重要性，不亞于其對升壓調節器的重要性。