此線路是采用目前兼容很多國內品牌IC的回路，如：OB2535、CR6235.

1. RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R6

PSR線路設計需特別注意以下幾處：

2. Vcc

供電和電壓檢測回路,即：D3,R3,R4,R10,C2

3. 輸出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1

下面分別說明以上幾點需注意的地方:

1. RCD吸收回路，即：R2,C4,D2,R6

大家可以看出，此RCD回路比普通的PWM回路的RCD多了一個R6電阻，或許有人會忽略他的作用，但實際它對產品的穩定性起著很大的作用。

看下圖VDS的波形：

當開關管截止后因漏感引起的振玲會隨漏感的增大而使電壓跌得更低，更低的電壓回復需要更長的時間，VDS的波形此時和VCC的波形是同步的，PSR檢測電壓是通過IC內部延時4~6uS避開這個振玲來檢測后面相對平滑的電壓，電壓恢復時間過長導致IC檢測開始時檢測到的是振玲處的電壓，最總導致的結果是輸出電壓不穩定，甚至蕩機。

當然也有因變壓器漏感比較小，無此電阻也可以正常工作，但一致性較難控制。

此電阻的取值與RCD回路和EMC噪音有關，一般建議取值為150~510R,推薦使用220~330R，D2建議使用恢復時間較慢的1N4007具體可根據漏感結合RCD來調試。

2. Vcc供電和電壓檢測回路,即：D3,R3,R4,R10,C2R4與R10的取值是根據IC的VFB來計算的。但阻值取值對一般USB直接輸出的產品來說，以IFB=0.5mA左右來計算。若為帶線式產品，因考慮到線損帶來的負載調整率差，可保持VFB電壓不變，同時增大R4和R10的阻值，減小IFB的電流，具體IFB的電流取值需根據輸出線材的壓降來調試，如設計為5V/1A的產品，假設輸出空載為5.10V，調試的最佳狀態是負載0.5A時，輸出電壓達到最低值，如4.90V，再增加負載，電壓會因IC內部補償功能喚醒使輸出電壓回升，當負載達到1.0A時，輸出電壓回升到5.10V左右。

之前有做過一款輸出5V/1A線長3.5米的產品，設計時IFB=0.15mA，輸出空載在5.15V左右，負載0.5A時輸出為4.85V左右，負載1A時輸出為5.14V左右。聽很多PSR IC的FAE說過，PIN1腳的C5也有此功能，但實際應用效果不明顯。D3應該大家都知道要用恢復時間較快的FR107。

R3和C2需取相對較小的值，R3在VCC供電回路鐘有一定的抗沖擊和干擾的作用，但相對PWM線路來講，其取值需相對較小，不大于10R，一般取2.2~4.7R。C2取值不大于10UF，一般取4.7UF。因為電源開啟和負載切換時，VFB的電壓會因C2的容量增大和R3的限流作用導致拉低，從而使輸出產生電壓尖峰。若更嚴重得導致PSR延時檢測開啟而VFB電壓仍未建立，輸出的電壓尖峰會更高。

3. 輸出回路,即：C3,C7,D5,R11,LED1R11和LED1是輸出的假負載，為避免IC在空載進入間歇模式導致輸出電壓不穩定而設置的。D5的作用是防止回授失效而設置的過壓保護，一般取值為6.2V。C3,C7不僅是輸出濾波，而且需有足夠的容量來防止PSR IC在延時檢測未開啟前輸出電壓不受控而過沖。若容量不夠，會導致輸出電壓過沖而被D5鉗位，被D5鉗位到6.2V后會導致反饋線圈的電壓也上升，從而出現輸出電壓持續在6.2V左右，且有功率損耗，D5會嚴重發熱，但不會馬上損壞。曾經有人把這個D5去掉了，測試發現電容容量小導致的過沖現象有，但過沖后的電壓因為沒有D5鉗位而正常了，結果因此我接到了一個200K的訂單。

為什么呢？因為客戶反映說用它對IPOD充電時，充了一會，IPOD沒充進電，而IPOD的輸入接口發燙嚴重，甚至變形。分析原因為，產品上的D5取掉了，到IPOD內部在輸入接口電源上有一個穩壓管并聯作保護，就出現了上面的電壓被鉗位的問題。C3,C7的取值不僅與其ESR值有關，也與變壓器漏感和PSR IC延時檢測的時間有關。目前有PSR IC廠商因其客戶反映變壓器要求過于嚴格或負載調整率差等問題講IC內部延時檢測時間加長到9uS,甚至15uS.大家可以想象，通電15uS不檢測，輸出電壓會升到多高?一般都會沖到10多V，甚至20V，這個過沖的電壓的電流因為有Vsense的限制，不會很大，可以等效為一個尖峰來處理，最直接有效的方法是加大輸出濾波電壓容量和減小ESR值來吸收它。使用一般的LOW ESR電容，建議使用2顆470UF的并聯