隨著無線通信技術和射頻電路技術的發展，人們對大容量無線通信系統的需求越來越大，對射頻和通信電路的性能要求也越來越高。低噪聲放大器作為無線通信系統接收電路的第一級，其噪聲系數、增益和線性度都非常直接地影響著系統的整體性能[1,2]。尤其是噪聲系數，系統的噪聲主要由低噪聲放大器決定，因此越來越高的接收機靈敏度要求低噪放的噪聲越來越小[3,4]。
    常用的超低噪聲管大多為場效應管，通常需要正負雙電源供電。柵源間的負壓對工作點的選取影響很大，為了保護晶體管不燒毀，還需另外加保護電路。所以很多時候都采用單電源供電的自偏置電路。
    但在C波段及以上頻率，貼片電容并不是理想電容，其等效模型是引線電阻和引線電感與電容的串聯模型，因而用它來做自偏置的旁路時并不是理想的交流接地[5,6]。
    本文分析了貼片電容用在自偏置旁路時所帶來的穩定性和性能的惡化。為了避免上述影響，對自偏置電路進行了改進，并將改進的自偏置電路的6 GHz~9 GHz低噪放作為驗證，實驗數據與分析結果取得了良好的吻合。
1 自偏置電路的設計與改進
1.1 自偏置電路原理
    圖1所示為一種場效應管的自偏置電路，其電路結構較為簡單。FET管的柵極通過一個大電感直流到地。
    漏電流ID流過RS時產生一個小的電壓VS，于是晶體管的柵源間就存在了一個負壓。源極的旁路電容CS則使交流到地。

    根據手冊給出的I_V曲線，可以知道柵源電壓和漏源電壓、電流，從而確定偏置電阻阻值。源極旁路電容的選擇對電路的交流性能有著很大的影響。理論上，旁路的電容應該越大越好，但是電容越大往往等效串聯電阻也大，對噪聲的惡化也很大。
1.2 電容模型
    電容模型中等效串聯電阻(ESR)是設計射頻電路時不可忽略的重要因素之一。ESR的來源是介質損耗、電極和終端金屬材料的損耗。在幾赫茲到幾千赫茲的低頻下，ESR主要來自于介質損耗；在射頻下，ESR則主要來自電極和終端的金屬損耗。由于金屬的趨膚效應，這種損耗在射頻下變得很嚴重，并以與頻率平方根成正比的方式增長。
    貼片電容由于封裝產生了寄生電感和電阻，其等效模型如圖2所示。

    源極的旁路電容一般比較大，因此其寄生串聯電感和等效串聯電阻也比較大。在貼片電容做源極旁路電容時，其寄生參數(電感、ESR)在交流通路上，產生了反饋，從而惡化噪聲和增益指標。
    利用射頻仿真軟件對自偏置供電的晶體管FHX13LG進行噪聲參數的仿真掃描。采用100 pF電容作為源極旁路，貼片電容的寄生效應使得最小噪聲在高頻段產生了明顯的惡化，如圖3所示。其中，實線為理想電容接地效果，虛線為100 pF貼片電容模型接地的效果。

1.3 自偏置電路的改進
    為了避免反饋的引入，需要采用寄生參數更小的電容。相對于貼片電容而言，高頻單層芯片電容的寄生參數要小很多，自諧振頻率和應用頻率也高得多，所以在此選用ATC公司的100 pF單層芯片電容。但芯片電容的焊點分布于電容頂部和底部。與貼片電容相比，焊接裝配很難下手。通常的思路是用幾根18 μm的金絲連接，但在C波段及以上頻率,金絲引入了額外的電感量，并不是理想的電容接地。因此源極管腳和地之間的垂直關系非常適合內埋式的裝配連接方式。
    在本文的自偏置改進結構中采用內埋工藝實現了較為良好的射頻接地效果。為了避免射頻電流流過兩個源極節點時產生不對稱，本文在兩個源極管腳的下方均挖出了一個略寬于管腳的方形凹槽，分別埋入兩顆單層電容。焊接時，首先要用導電膠將單層電容底部粘在腔體上,保證良好接地,并在120°高溫環境下烘干；然后把管腳與電容頂部粘在一起，仍然需要高溫烘干。最后在最上層粘好偏置電阻并高溫烘干。完成上述工作后，芯片電容恰當地將FET管源極管腳連接到腔體上，以實現良好的射頻接地。并且源極管腳和其他管腳、微帶電路都在同一平面內，整個工藝實現過程如圖4所示。

2 低噪聲放大器的設計
    為了驗證對自偏置電路的改進,本文設計了6 GHz~9 GHz的一個單級低噪聲放大器,以較低的噪聲系數為設計目標，采用普通自偏置和改進的自偏置電路進行比較。在此,選用富士通公司的FHX13LG超低噪聲的HEMT管來搭建電路。該HEMT管的偏置點為:漏源電壓2 V,漏電流10 mA。根據其提供的I_V曲線，柵源電壓為-0.4 V時，漏電流大約10 mA。因此，RS選擇43Ω電阻，并聯一個大電容。RD選為260Ω電阻。
 
    計算表明，K因子并不在全頻段都大于1，因此在漏極加電線路上串聯一個小電阻作為穩定措施。
    根據管子的噪聲參數,設計合理的噪聲匹配電路。本設計采用了T型微帶線匹配電路，兼顧了帶寬和復雜度。利用ADS的優化功能，得到了較為滿意的噪聲、增益指標。仿真結果如圖5所示。

    從仿真結果可以看出，低噪聲放大器電路在絕對穩定的情況下，噪聲系數小于0.73 dB，增益為12 dB左右，輸出駐波小于2，達到了設計要求。
    為了驗證改進效果,將其中的理想電容替換為100 pF貼片電容。本設計使用ATC公司提供的電容模型，并選用0603封裝。優化后的仿真結果如圖6所示。
    從圖6看到，電容模型的加入使得仿真結果顯示出了增益和噪聲惡化。這是由于電容、ESR和等效電感在晶體管的源極引入了反饋，不僅使增益降低，更嚴重惡化了噪聲指標。這也就意味著通過貼片電容做旁路的自偏置方案在射頻的高頻段是不可取的。
3 實驗結果
    為了驗證改進的自偏置電路效果，本文設計了采用改進自偏置下的低噪放版圖。在Rogers5880介質板上制作了電路實物，并加工了屏蔽盒。將改進的自偏置低噪放基片裝到腔體中后，漏極緩慢加電，并調節管子的靜態工作點,使其工作在漏源電壓2 V,漏電流10 mA附近。通過修改輸出端的匹配微帶線,優化增益和輸出駐波。改進的低噪放電路和測試曲線如圖7所示。

圖7 實物及測試曲線圖

     從圖7可以看到，噪聲指標與仿真結果具有相似的曲線，在6 GHz~9 GHz頻段內均小于1.2。為了更好地驗證改進自偏置的結構優勢，非改進自偏置的低噪放也投版制作出來，二者的噪聲測試曲線如圖8所示。虛線表示未改進的自偏置低噪放電路的噪聲指標，由于使用了寄生參數較大的貼片電容，噪聲指標很差；而改用單層電容并采用內埋工藝裝配的改進自偏置低噪放使噪聲系數平均下降了0.4 dB左右。

    自諧振頻率和等效串聯電阻的影響使得貼片電容的微波特性在C波段以上頻率變得不理想。在放大器自偏置電路的旁路作用中引入不可忽略的反饋，從而對增益和噪聲都產生較大惡化。本文分析了電容不理想性給自偏置的射頻低噪放設計帶來的不利影響，并提出了改進方案，理論和實測數據都驗證了改進方案的可行性。
參考文獻
[1] 王昆，魏建讓，傅君眉. 基于PHEMT管的L波段LNA設計和實現[J]. 電子設計應用, 2003(10):36-38.
[2] 謝濤, 周以國, 郭俊棟. X波段寬帶低噪聲放大器設計[J].中國科學院研究生院學報,2008,25(3),408-412.
[3] 魏源, 王志功, 李芹. S波段雷達接收機前端低噪聲放大器[J].電子工程師,2008,34(2):35-38.
[4] 簡六平, 劉興, 李文成. 無線應用中的低噪聲放大器設計與分析[J].信息技術,2008,32(8):74-76.
[5] 張海拓, 郭俊棟, 周以國. C波段低噪聲放大器的設計[J].電子測量技術, 2007,30(11):74-76.
[6] 陸偉. Ku波段LNA仿真優化設計[J].通信與廣播電視, 2007(3):5-11.