MAX2900-MAX2904為單片200mW發射機，設計用于868MHz/915MHz頻段。每款芯片內部集成了基帶偽隨機(PN)序列低通濾波器、發射調制器、功放和射頻VCO。MAX2900, MAX2901和MAX2903也包括一個完整的頻率合成器，允許這些器件作為完整的射頻發射機解決方案。MAX2902和MAX2904則設計為與外部的頻率合成器結合使用，為頻率規劃和信道設置提供最大靈活性。

選擇頻率合成器芯片時，第一步是決定使用整數N還是分數N型頻率合成器。設計良好的Σ-Δ分數N頻率合成器能夠在相位噪聲、PLL鎖定時間和鑒相噪聲抑制方面提供優異的性能。雖然分數N頻率合成器的成本不斷降低，但整數N頻率合成器芯片仍然提供價格更低廉的解決方案。理解性能參數如何折衷將會有助于在使用何種頻率合成器中做出正確的決定。

鑒相頻率
將MAX2902與外部分數N頻率合成器結合使用相對于與整數N頻率合成器結合使用的一個主要區別便是可以使用更高的鑒相頻率(FCOMP)，同時保持同樣或者在許多應用中更小的頻率分辨率或者步進(FSTEP)。在整數N頻率合成器中步進頻率與鑒相頻率相同。然而在分數N頻率合成器中，步進頻率與鑒相頻率相關，其關系為，FSTEP = FCOMP/2BITS這里BITS為頻率合成器的分數位數。

高的鑒相頻率能夠極大地減少本振(LO)信號的帶內相位噪聲。相位噪聲正比于頻率合成器中主分頻器值(N)。提高鑒相頻率，同樣的射頻頻率只需要較小的N值，因而降低了分頻器的噪聲貢獻。相位噪聲的減少量可以根據下式計算：

環路帶寬
當頻率合成器鑒相頻率增加時，可以使用更寬的環路帶寬，同時沒有惡化鑒相噪聲的抑制性能。當鑒相頻率的增加時，鑒相噪聲被推到遠處，允許環路濾波器的3dB點搬移到遠處，同時仍然保持對參考雜散的充分抑制。

增加環路帶寬的優點是鎖定時間更短。鎖定時間反比于環路濾波器的截止頻率，因而增加環路帶寬可以縮短PLL的鎖定時間。在許多應用中鎖定時間是關鍵參數，具有寬的環路帶寬的分數N頻率合成器非常重要。

增加環路帶寬的缺點是鑒相器噪聲在更寬的帶寬內積分。相位噪聲在環路濾波器截止頻率內為常量，在此之外便開始滾降。因而，當環路濾波器拐角頻率往更遠處搬移時，根據公式，ΔIntegrated Noise = 10 x log(F2/F1) LO信號的積分相位誤差也會增加，在式子中F1和F2分別為窄和寬的環路帶寬。

注意耦合
MAX2902具有片內集成的功放，能夠輸出高達+23.5dBm (典型值)。這樣大的功率值很容易使調制的射頻輸出信號耦合到MAX2902與頻率合成器芯片之間VCO的布線上。仔細考慮布線和接地將有助于減少耦合，但由于布局空間大小的約束通常很難完全消除耦合的影響。VCO線上的干擾信號會導致MAX2902的LO相位噪聲性能惡化。環路帶寬越寬，射頻耦合對電路的影響越小，因為閉環會衰減耦合噪聲。但是前面已經提到，寬的環路帶寬會增加系統的積分相位誤差。

應用例子
本篇筆記提供兩個例子。第一個例子使用整數N頻率合成器結構，而第二個則使用分數N頻率合成器結構。 使用的是同一個的頻率合成器芯片中的整數和分數兩個模式，用于說明MAX2902在閉環中的典型性能。兩種配置的設置參數在下面與相位噪聲特性圖一起列出。兩種配置根據頻率合成器總體要求提供可行的現實世界解決方案。

使用的分數N頻率合成器具有4比特的分數位數，能夠提供模16的分數量。這允許鑒相頻率大于整數型中的8倍，同時提供小于50%的步進頻率間隔。如果使用模數更大的分數頻率合成器，這個差別會更大。

從相位噪聲曲線圖上可以看到，帶內相位噪聲的差為(-73.00 - -82.83) = 9.83dB。這個值非常接近于基于不同N分頻值的計算公式的理論差值10 * log (5856/732) = 9.03dB。因而分數頻率合成器改善了帶內相位噪聲。然而，當計算積分相位誤差時，整數和分數兩種方法所得到的積分相位誤差值分別收斂于-29dBc和-30dBc。在使用分數頻率合成器的例子中，寬的環路帶寬雖然失去了初始相位噪聲的優點，卻改善了PLL約5倍的鎖定時間。

結論
MAX2902是一款高度集成的發射機芯片，可與整數N或者分數N頻率合成器結合以構建完整的發射機解決方案。當挑選使用何種頻率合成器與MAX2902配合使用時，首先要理解和評估主要的性能指標和它們之間的折衷。相位噪聲、鎖定時間、信道間隔和成本也都會隨頻率合成器方案的不同而不同。