1 引言
電源的集成化是電源產(chǎn)品發(fā)展的方向。在開關(guān)電源的應(yīng)用中，PWM控制電路是電源設(shè)計的核心，PWM控制電路可以由分立元器件來實現(xiàn)，因而，可以設(shè)想把PWM及反饋控制和自保護電路集成到一個芯片上。在國外，這種控制芯片早就成為商品，如UC3842，TOPSwitch等。而在國內(nèi)，該類產(chǎn)品幾乎是空白，因而，電源的集成化研究將成為一個發(fā)展趨勢。
由于反激變換器的電路拓撲簡單，輸出與輸入電氣隔離，能高效提供多組直流輸出，升降壓范圍寬，因此在中小功率場合得到廣泛應(yīng)用。本文利用反激變換器的特點，設(shè)計了利用分立元器件搭構(gòu)的驅(qū)動控制電路，驅(qū)動反激變換器，為日后的集成化作準(zhǔn)備。
2 驅(qū)動控制電路拓撲
圖1中，V8為振蕩電路產(chǎn)生的振蕩脈沖，其占空比" title="占空比">占空比為50％，由該脈沖決定開關(guān)器件的工作頻率。V1為原邊電流采樣電阻" title="采樣電阻">采樣電阻上的壓降，V2為輸出電壓的反饋值，V3是用于驅(qū)動開關(guān)管的信號。V2經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器進行誤差放大后輸入到比較器" title="比較器">比較器的反向端，與輸入到比較器同向端的經(jīng)過誤差放大后的V1值進行比較，從而決定V3的脈寬大小。邏輯電路產(chǎn)生的信號經(jīng)過輸出級后用來驅(qū)動MOSFET的開通和關(guān)斷，該信號（V3）的占空比與輸出電壓的反饋值V2成反比，實現(xiàn)電壓反饋" title="電壓反饋">電壓反饋式的控制環(huán)，同時，該信號的占空比還與輸入的直流電壓值成反比，以實現(xiàn)電路的前饋控制。V3信號由經(jīng)過放大后的原邊電流的采樣電阻上的電壓值和經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器的輸出電壓的反饋值共同來控制。圖2為各個反饋信號的誤差放大值、振蕩脈沖V8以及MOSFET的驅(qū)動信號V3波形。圖2中1）為振蕩脈沖V8的波形，2）為驅(qū)動信號V3的波形，3）、4）為電壓反饋和電流反饋值經(jīng)過誤差放大后的波形（V2和V1的波形）。
圖1 PWM邏輯電路及輸出電路
由圖2可知，當(dāng)反饋電流的誤差放大值V1大于反饋電壓的誤差值V2時，比較器就輸出高電平，驅(qū)動信號變成低電平，使MOSFET管關(guān)斷，直到下一個振蕩脈沖到來，MOSFET管才開通，因而可以看出，該電路采用的是電流的峰值控制。
圖2 PWM波形圖
圖3 啟動電路圖
該啟動電路由雙極性晶體管Q1，穩(wěn)壓二極管D1,D3和二極管D2以及電容C1構(gòu)成。在電路啟動的初期，輸入的直流電源通過雙極性晶體管Q1給電容C1充電，使電路開始工作。等到反饋的電壓值Feedback比電路中的穩(wěn)壓二極管D1的穩(wěn)壓值大時，雙極性晶體管Q1被關(guān)斷，該電路停止工作。PWM比較器的工作電壓由Feedback信號提供。這種電路的優(yōu)點是可以有效地減小損耗，而很多國外產(chǎn)品的啟動電路是由大電阻和電容構(gòu)成，因而在電阻上將會有一定的損耗。
在圖1的驅(qū)動控制電路中，我們還可以看到，該電路有逐周電流檢測功能。逐周的峰值漏極電流限制電路以原邊電流的采樣電阻作為檢測電阻。器件內(nèi)部的PI調(diào)節(jié)器的輸出值設(shè)有＋5V的電壓限制，而采樣電阻上的電壓值放大5倍后與PI調(diào)節(jié)器的輸出值進行比較，故設(shè)計電路時就可以精確地計算出電流峰值，通過選定采樣電阻值和原副邊的匝數(shù)比來進行電流限制。當(dāng)MOSFET的漏極電流太大使采樣電阻上的壓降放大后超過＋5V的閾值時，MOSFET就會被關(guān)斷，直到下一個時鐘周期開始。
3 動態(tài)性能試驗
1）負載變化時輸出電壓的動態(tài)特性
當(dāng)負載變化時，輸出電壓也在瞬間變化，然后反饋到控制引腳，器件內(nèi)部的控制電路就會做出相應(yīng)的調(diào)整，改變MOSFET器件開關(guān)的占空比，以實現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定的目的。
圖4（a）是負載變小時輸出電壓波形的變化情況。負載變小，輸出電壓變大，導(dǎo)致電壓反饋的誤差放大值變小，脈寬調(diào)制器的輸出波形的占空比變小，使輸出電壓變小，最終使輸出電壓趨向于穩(wěn)定值。此時，輸出電壓的反饋值為＋5V。
圖4（b）是負載變大時的輸出電壓波形。同理，可以分析出輸出電壓的變化過程。
圖4 負載變化時輸出電壓的動態(tài)特性圖