在現代傳感系統中，干涉型光纖擾動傳感器以其極高的靈敏度得到了廣泛關注。其中關鍵部分是信號調理電路，它用來檢測和預處理非常微弱并夾雜著噪聲的傳感信號。一般來說，光電探測器的輸出信號要先經過前置放大、濾波等預處理環節，最大限度地抑制噪聲，為信號的進一步處理打下基礎。本文主要討論了微弱傳感信號的調理電路設計，包括前置放大電路的設計，帶通濾波器的設計和運放的選擇，并用MuItisim 10對設計的電路進行了仿真。
1 信號調理電路設計
光電探測器接收到的光信號一般都非常微弱，而且光電探測器輸出的信號往往被深埋在噪聲之中。因此，要先對這樣的微弱傳感信號進行預處理，以將大部分噪聲濾除掉，并將微弱信號放大到后續處理器所要求的電壓幅度。這樣，就需要通過前置放大電路、濾波電路來輸出幅度合適、并已濾除掉大部分噪聲的待檢測信號。
其信號調理模塊的結構框圖如圖1所示，完整的信號調理電路如圖2所示。
在圖2中，電源電壓輸入端和地之間接入1μF的電容C9，C10，用來濾除電源帶來的干擾。
2 光電探測器及其工作模式選擇
2．1 光電探測器的選擇
光電探測器是一種通過光電效應探測光信號的器件。選擇光電探測器應考慮；光電靈敏度要求足夠高；信噪比高；相應峰值波長應與發光器件的發射波長、光纖的低損耗窗口相匹配；響應速度快；輸出光電流-照度特性曲線的線性度好。
光電探測器的種類很多。在干涉型光纖傳感器中，光電探測器通常采用PIN結型和雪崩型光電二極管。
PIN光電二極管響應頻率高，響應速度快，供電電壓低，工作十分穩定。雪崩二極管靈敏度高，響應快，但需要上百伏的工作電壓，且增益會引起噪聲，容易帶來電流失真。考慮到該系統所據測的波長范圍和器件在0～40℃范圍內的穩定性，決定采用InGaAs PIN photodiode G8371-03型光電二極管。該光電二極管在溫度特性方面也相當出色，比其他光電二極管有著更好的特性曲線。
2．2 光電探測器的工作模式
光電二極管一般有兩種模式工作：零偏置工作和反偏置工作，圖3所示為光電二極管兩種模式的偏置電路。
在光伏模式時，光電二極管可非常精確地線性工作；而在光導模式時，光電二極管可實現較高的切換速度，但要犧牲一定的線性。在反偏置條件下，即使無光照，仍有一個很小的電流(暗電流)。而在零偏置時則沒有暗電流，這時二極管的噪聲基本上是分路電阻的熱噪聲。在反偏置時，由于導電產生的散粒噪聲成為附加的噪聲源。該設計所針對的待檢測傳感信號是十分微弱的信號，盡量避免噪聲干擾是首要任務，所以該設計采用光伏模式。
3 前置放大電路
3．1 電路設計
前置放大電路原理如圖4所示。通過PIN光電二極管輸入的信號經過I／V變換將光電流轉換為電壓信號，而后再將電壓信號經中間放大電路進行電壓信號放大。電路分析：運放U1A及其外圍元件組成了I／V變換電路。其中R1是為了消除探測器輸出電流中的毛刺，R2為防止電路自激并提供直流通道，C1為隔直電容，C3和R4用于直流平衡及交流補償。R3為反饋電阻，C2用于減小噪聲帶寬以保證R3對電路噪聲的影響最小。由于加入電容C2后，電路的幅頻特性會發生改變，相當于一個濾波器，所以在選取C2時要同時考慮PIN管探測信號的頻譜以免將有用信號過度衰減或者濾掉。運放U1D及其外圍元件R5，R6，R7組成的反相放大器作為中間放大電路對電壓信號進一步放大。
電路中集成運放選擇也十分重要。對其輸入電阻、開環增益、轉換速率和增益帶寬、噪聲電壓都有較高要求。美國BB公司出品的高速FET輸入寬帶集成運算放大器OPA132具有極高的輸入阻抗；較大的開環增益和增益帶寬，極快的電壓轉換速率和極小的等效噪聲帶寬，是非常理想的前置放大用集成電路。本文在電路中選擇OPA132的四運放形式OPA4132，它大大減小了電路體積與配置的復雜程度，降低了噪聲引入。
3．2 電路仿真
搭建仿真電路，并用仿真軟件Multisim 10中兩通道示波器、波特圖示儀對設計的前置放大器分別仿真，得到如圖5所示仿真結果。從圖5可以看出，經過前置放大電路后輸出信號相比輸入信號放大了約2×103倍，且基本無失真。
圖6為該電路的幅頻特性曲線。可以看出該前置放大電路對高頻有一定的抑制作用，其主要是放大了低頻微弱信號。在圖中曲線的中間水平線中可以清楚得到電路的增益為65．284 dB，用鼠標拖動讀數軸可得上限頻率fH=9.501kHz，下限頻率fL=194.486Hz，頻寬B=fH-fL=9.306 kHz。
4 帶通濾波電路
4．1 濾波器設計
為使檢測電路具有良好的信噪比，還需要用帶通濾波器對信號進一步處理。該設計在前置放大電路之后加入帶通濾波電路，以除去有用信號頻帶以外的噪聲，包括環境噪聲及由前置放大器引入的噪聲。由于振動引起的信號頻率較低，經過實驗確定其信號的有效頻率在2～5 kHz之間。該設計對濾波器要求為：中心頻率2 kHz，帶寬為500 Hz～8 kHz，帶增益G=2。
當上截止頻率對下截止頻率的比超過2(一個倍頻程)時，則可認為該帶通濾波器是寬帶型的。寬帶型帶通濾波器可以通過級聯對應的低通和高通濾波器來實現。本文通過將一個2階低通濾波器和2階高通濾波器級聯來實現該帶通濾波器。500 Hz，8 kHz分別為高通、低通濾波器的截止頻率，通帶增益G=2。考慮到對傳感信號檢測的準確性，要盡量避免濾波器的通帶內有波紋。因此，本文選取巴特沃斯型帶通濾波器。
圖7所示的2階帶通濾波器是一種無限增益多路反饋巴特沃斯型帶通濾波器。其中，同相輸入端接電阻R5，R7的作用是為了把直流失調減到最小。
4．2 濾波器仿真
用Multisim 10中波特圖示儀分別對2階低通濾波器、2階高通濾波器及級聯后的2階帶通濾波器分別仿真，得到仿真結果如圖8，圖9所示。
圖8中，低通濾波器的截止頻率為8．577 kHz。高通濾波器的截止頻率為530．208 Hz，圖9中，帶通濾波器的上、下截止頻率為8．577 kHz，530．28 Hz。
5 結語
本文針對干涉型光纖傳感器輸入信號的特點設計了信號調理電路，并運用軟件Multisim 10進行了仿真。經仿真，各參數基本上都達到了設計要求。該信號調理電路結構簡單，性能較好，對干涉型光纖擾動傳感器實際應用具有一定的使用價值。