文獻標識碼： A
文章編號： 0258-7998(2011)01-0098-04
正交頻分復用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術是一種多載波數字調制技術[1]。它具有極好的抗多徑能力和極高的頻譜利用率，因此被廣泛應用于數字寬帶通信領域。多天線技術MIMO(Multiple Input and Multiple Output)充分利用空間資源, 在收發端實現多發多收, 在不增加頻譜資源和天線發送功率的情況下, 能有效提高信道容量。兩種技術的聯合——MIMO-OFDM 技術作為下一代無線通信系統的核心技術近年來引起了眾多相關研究者的研究興趣。
MIMO-OFDM系統中,為了在接收端準確地恢復發送端所發送的原始信號，需要得到有效的信道信息,因此信道估計是MIMO-OFDM系統的關鍵環節。目前基于空時域導頻結構的信道估計方法[2-4]是研究的主要方向。為了保證最小二乘LS(Least Square)信道估計的均方誤差MSE(Mean Square Error)最小，需要頻帶中每個導頻的能量均相等，每根發射天線中的導頻等間隔放置，而且不同發射天線中的導頻序列相互位置正交[4]，即在其中一根發射天線傳輸導頻時，其他發射天線導頻位置的子載波不被使用。可見，基于這種導頻結構的信道估計需要信道狀態至少在兩個OFDM符號的傳輸過程中保持不變。而在參考文獻[5]中，提出了一種基于空頻域的導頻結構，相對于基于空時域導頻結構而言，這種導頻結構的主要優勢在于，不同發射天線可以同時傳輸導頻信息，更重要的是，在一個OFDM符號內便可以進行信道估計。結果表明，在相同的仿真條件下，基于空頻域導頻信道估計的MIMO-OFDM系統在性能上有了明顯改善。
為了在基于空頻域導頻結構的MIMO-OFDM系統中，使LS信道估計得到最小MSE，本文研究了此導頻結構所允許的極限保護頻帶寬度以及最佳初始導頻位置[6]。通過設置OFDM的保護頻帶寬度和調整初始導頻位置來避免部分導頻信號落入保護頻帶中，從而避免了傳輸數據受到發送端低通濾波器的失真影響，改善了系統性能。
1 MIMO-OFDM系統模型
如圖1所示MIMO-OFDM系統中有NT根發送天線和NR根接收天線。數據流經過空時編碼和空時復用發送到各個天線。每根天線上的頻域數據經過K點IFFT變換為時域數據加入循環前綴發送到信道中。在接收端去除循環前綴并對時域采樣值進行FFT變換，同時將導頻和數據符號分離出來，導頻符號用做信道估計，得到的信道估計矩陣可以幫助MIMO解碼器更為精確地解調出OFDM符號。
假設接收天線與發射天線之間的信道都是相互獨立的，則第j根接收天線上第n個OFDM符號的第k個子載波上的接收信號可表示為：
2 最優空頻導頻結構設計與信道估計
參考文獻[5]提出了一種基于空頻域的導頻結構（導頻結構如圖2所示），在相同的仿真條件下，相對于基于空時域的導頻結構而言，此種新穎的導頻結構在MIMO-OFDM系統的信道估計問題上有著明顯的優勢：(1)在一個OFDM符號傳送時間內就能夠進行信道估計，而基于空時導頻結構的信道估計至少需要完成兩個OFDM符號的傳輸才能進行。因此這種導頻結構更能勝任快衰落信道的信道估計。(2)由參考文獻[5]的仿真結果圖可知，基于空頻域導頻信道估計的MIMO-OFDM系統在性能上相對于基于空時域導頻信道估計的MIMO-OFDM系統有著明顯的改善。
本文以一個2發2收的MIMO-OFDM系統為例，設置導頻值為：
圖3顯示了OFDM符號的子載波與保護頻帶,當導頻子載波不落入保護頻帶之內時，MIMO-OFDM系統即能避免傳輸信號受到發送端低通濾波器的失真影響，也能保證XXT為對角矩陣，從而進一步保證了最小二乘信道估計的均方誤差最小。相反，導頻子載波落入保護頻帶內，由于濾波器的影響，XXT將變成非對角矩陣，此時系統將無法得到最佳性能。
針對基于空頻域的導頻結構，計算OFDM系統存在的極限保護頻帶寬度。
同時，提出一種基于空時域的導頻結構（如圖4）作為參照，分別觀察兩種導頻結構，在保護頻帶大于極限保護頻帶寬度和小于等于極限保護頻帶寬度兩種情況下的性能。
根據基于空時域的導頻結構，可以設其導頻序列的初始點為do，導頻序列的終點為dp-1=do+（P-1）V。
為了使初始導頻和終點導頻避開保護頻帶，do、dp-1同樣需滿足式(6)的條件，再結合dp-1=do+（P-1）V，可以得到do的取值范圍是:
3 仿真結果與結論
基于以上分析，建立了MIMO-OFDM系統的仿真平臺。此系統采用2根發射天線和2根接收天線，512個子載波，信道采用多徑瑞利信道，信道長度L=8，多普勒頻移fd=50，系統采用QPSK調制和STBC編碼。由式(9)和式(12)可以計算出兩種導頻結構的極限保護頻帶寬度都為31。
圖5給出了保護頻帶寬度都為31，初始導頻位置都為32時,基于空時域導頻結構的MIMO-OFDM系統和基于空頻域導頻結構的MIMO-OFDM系統的性能曲線。從仿真結果圖可得,采用空頻域導頻結構的MIMO-OFDM系統在性能上有著明顯的改善。
圖6、圖7分別給出了當保護頻帶分別為31和60時，基于空頻域導頻結構的MIMO-OFDM系統和基于空時域導頻結構的MIMO-OFDM系統的性能曲線。從仿真結果得知,當保護頻帶A為60,大于極限保護頻帶寬度，初始導頻位置為61時,最終的導頻位置落入保護頻帶內，導致系統誤差增大。當保護頻帶A為31,等于極限保護頻帶寬度，初始導頻位置為32時，防止了導頻子載波落入保護頻帶內,保證了LS信道估計的MSE最小，性能達到最優。
圖8顯示了采用空頻域導頻結構的MIMO-OFDM系統的均方誤差（MSE）。
本文進一步證實了采用空頻域導頻結構的MIMO-OFDM系統在性能上相對于基于空時域導頻結構的MIMO-OFDM系統有著明顯的改善。
在基于空頻域導頻信道估計方法的MIMO-OFDM系統中，保護頻帶寬度小于或等于極限保護頻帶寬度時，選擇最佳的初始導頻位置，可以保證LS信道估計的MSE最小，從而能得到系統的最優性能。
參考文獻
[1] 王文博, 鄭侃編著.寬帶無線通信OFDM技術[M]. 北京: 人民郵電出版社,2003.
[2] 胡蝶,何良華.一種改進的MIMO-OFDM系統導頻設計方案[J].電子與信息學報, 2009, 31(4).870-873.
[3] LI Y, SESHADRI N, ARIYAVISITAKUL S. Channel estimation for OFDM systems with transmitter diversity in mobile wireless channels[J]. IEEE Journal on Selected Areas in Communications,1999,17(3):461-471.
[4] BARHUMI I, LEUS G, MOONEN M. Optimal training design for MIMO OFDM systems in mobile wireless channels[J]. IEEE Transactions on signal processing, 2003,5(7):1615-1624.
[5] PEI Sheng P, BAO Yu Z.Channel estimation in space and frequency domain for MIMO-OFDM systems [J]. The Journal of China Universities of stsand Telecommunications, 2009, 16(3):40-44.
[6] 王晗, 汪晉寬. MIMO-OFDM系統信道估計中的最優導頻設計[J].電波科學學報,2008,23(3):501-505.