0    引言

    多電平變換器的概念自從A.Nabael在1980年的IAS年會(huì)上提出以后，以其獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)受到廣泛的關(guān)注和研究。首先，對(duì)于n電平的變換器，每個(gè)功率器件承受的電壓僅為母線電壓的1/（n－1），這就使得能夠用低壓器件來實(shí)現(xiàn)高壓大功率輸出，且無需動(dòng)態(tài)均壓電路；多電平變換器的輸出電壓波形由于電平數(shù)目多，使波形畸變(THD)大大縮小，改善了裝置的EMI特性；還使功率管關(guān)斷時(shí)的dv/dt應(yīng)力減少，這在高壓大電機(jī)驅(qū)動(dòng)中，有效地防止了電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組絕緣擊穿；最后，多電平變換器輸出無需變壓器，從而大大減小了系統(tǒng)的體積和損耗。因此，多電平變換器在高電壓大功率的變頻調(diào)速、有源電力濾波裝置、高壓直流（HVDC）輸電系統(tǒng)和電力系統(tǒng)無功補(bǔ)償?shù)确矫嬗兄鴱V泛的應(yīng)用前景。

1    多電平變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)多電平變換器作了很多的研究，提出了不少拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。從目前的資料上看，多電平變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要有4種：

    1）二極管中點(diǎn)箝位型（見圖1）；

    2）飛跨電容型(見圖2)；

    3）具有獨(dú)立直流電源級(jí)聯(lián)型（見圖3）；

    4）混合的級(jí)聯(lián)型多電平變換器。

圖1    二極管箝位型三電平變換器

圖2    飛跨電容型三電平變換器

圖3    級(jí)聯(lián)型五電平變換器

    其中混合級(jí)聯(lián)型是3）的改進(jìn)模型，它和3）的結(jié)構(gòu)基本上相同，唯一不同的就是3）的直流電源電壓均相等，而4）則不等。從圖1至圖3不難看出這幾種拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)的優(yōu)缺點(diǎn)。

    二極管箝位型多電平變換器的優(yōu)點(diǎn)是便于雙向功率流控制，功率因數(shù)控制方便。缺點(diǎn)是電容均壓較為復(fù)雜和困難。在國(guó)內(nèi)外這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的產(chǎn)品已經(jīng)進(jìn)入了實(shí)用化。

    飛跨電容型多電平變換器，由于采用了電容取代箝位二極管，因此，它可以省掉大量的箝位二極管，但是引入了不少電容，對(duì)高壓系統(tǒng)而言，電容體積大、成本高、封裝難。另外這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輸出相同質(zhì)量波形的時(shí)候，開關(guān)頻率增高，開關(guān)損耗增大，效率隨之降低。目前，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)還沒有達(dá)到實(shí)用化的地步。

    級(jí)聯(lián)型多電平變換器的優(yōu)點(diǎn)主要是同數(shù)量電平的時(shí)候，使用二極管數(shù)目少于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)1）；由于采用的是獨(dú)立的直流電源，不會(huì)有電壓不平衡的問題。其主要缺點(diǎn)是采用多路的獨(dú)立直流電源。目前，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也有實(shí)用化的產(chǎn)品。

2    多電平變換器的控制策略

    從目前的資料來看，多電平變換器主要有5種控制策略，即階梯波脈寬調(diào)制、特定消諧波PWM、載波PWM、空間矢量PWM、 Sigma-delta調(diào)制法。

2.1    階梯波脈寬調(diào)制[1][2][3]

    階梯波調(diào)制就是用階梯波來逼近正弦波，是比較直觀的方法。典型的階梯波調(diào)制的參考電壓和輸出電壓如圖4所示。在階梯波調(diào)制中，可以通過選擇每一個(gè)電平持續(xù)時(shí)間的長(zhǎng)短，來實(shí)現(xiàn)低次諧波的消除。2m＋1次的多電平的階梯波調(diào)制的輸出電壓波形的傅立葉分析見式(1)及式(2)。消除k次諧波的原理就是使電壓系數(shù)b_k為0。這種方法本質(zhì)上是對(duì)做參考電壓的模擬信號(hào)作量化的逼近。從圖4中不難看出這種調(diào)制方法對(duì)功率器件的開關(guān)頻率沒有很高的要求，所以，可以采用低開關(guān)頻率的大功率器件如GTO來實(shí)現(xiàn)；另外這種方法調(diào)制比變化范圍寬而且算法簡(jiǎn)單，控制上硬件實(shí)現(xiàn)方便。不過這種方法的一個(gè)主要缺點(diǎn)就是輸出波形的諧波含量高。

圖4    九電平階梯波輸出電壓波形

    v_t(t)=b_nsinnωt（1）

    b_n=[Vcosnα₁＋2Vcosnα₁＋……＋jVcosnα_j＋……＋mVcosnα_m]（2）

2.2    多電平特定消諧波法[4][5][6]

    多電平的特定消諧波法也被稱作開關(guān)點(diǎn)預(yù)制的PWM方法。這種方法是建立在多電平階梯波調(diào)制方法的基礎(chǔ)之上的。這種方法的原理就是在階梯波上通過選擇適當(dāng)?shù)?ldquo;凹槽”有選擇性地消除特定次諧波，從而達(dá)到輸出波形質(zhì)量提高和輸出THD減小的目的。這種方法的消諧波和階梯波的消諧波一樣，唯一不同的就是輸出電壓波形的傅立葉分析后的系數(shù)b_n有所不同。現(xiàn)以五電平的特定消諧波的一個(gè)輸出電壓波形(如圖5所示)來分析傅立葉分解后的系數(shù)b_n。從式（3)可以看出，b_n中的負(fù)號(hào)項(xiàng)反映了“凹槽”的信息。多電平特定消諧波法中，求解特定的開關(guān)點(diǎn)時(shí)候要解非線形的超越方程，因此計(jì)算很復(fù)雜。目前資料中實(shí)際有應(yīng)用的一般都只局限在三電平結(jié)構(gòu)中。這種方法的主要特點(diǎn)是開關(guān)頻率低，效率高；諧波含量較少；電壓利用率高，最多可以達(dá)到1.15；計(jì)算開關(guān)點(diǎn)的時(shí)候計(jì)算比較復(fù)雜。

圖5    五電平特定消諧波輸出相電壓1/2周期的波形

    b_n=[V(cosnα₁₁－cosnα₁₂＋……＋(－1)^j＋1cosnα_1j＋……＋cosnα_1k)＋

    2V(cosnα₂₁－cosnα₂₂＋……＋(－1)^i＋1cosnα_2i＋……cosnα_2h]（3）

2.3    載波PWM技術(shù)

    多電平逆變器載波技術(shù)，來源于兩電平的SPWM技術(shù)，但是，由于多電平逆變器特殊的結(jié)構(gòu)，使其載波技術(shù)又不同于兩電平的載波技術(shù)。多電平逆變器中由于開關(guān)管多，因此，多電平逆變器的載波和調(diào)制波都不止一個(gè)，每一個(gè)載波和調(diào)制波有多個(gè)控制自由度，這些自由度至少有頻率、幅值和偏移量等。這些自由度的不同組合，將會(huì)產(chǎn)生大量載波PWM技術(shù)。其中最具有代表性的主要有三種，即分諧波PWM、開關(guān)頻率優(yōu)化PWM、三角載波移相PWM。

2.3.1    分諧波PWM方法[7][8][9]

    多電平分諧波PWM方法是兩電平正弦波調(diào)制在多電平領(lǐng)域的一個(gè)擴(kuò)展。載波是n個(gè)具有同相位、同頻率f_c、相同的峰峰值A_c，且對(duì)稱分布的三角波。參考信號(hào)是一個(gè)峰峰值為A_m、頻率為f_m的正弦信號(hào)。在三角載波和正弦波相交的時(shí)刻，如果正弦波的值大于載波的值，則開通相應(yīng)的開關(guān)器件，反之則關(guān)斷該器件。對(duì)于多電平變換器，幅度調(diào)制比m_a和頻率調(diào)制比m_f定義如下：

    m_a=（4）

    m_f=（5）

    圖6所示為五電平分諧波PWM方法的原理圖。

圖6    五電平分諧波PWM方法的原理圖

2.3.2    開關(guān)頻率優(yōu)化PWM[10][11]

    Steinke提出的開關(guān)頻率優(yōu)化的PWM方法是基于2.3.1的，這種方法載波和2.3.1完全相同，不同的是2.3.2的調(diào)制波中注入了零序分量。這種方法的優(yōu)點(diǎn)就是可以優(yōu)化器件的開關(guān)頻率，提高電壓的利用率，這種方法的調(diào)制比最多可以做到1.15，不過這種方法有一個(gè)限制就是只能夠用于三相系統(tǒng)中。圖7是該方法的原理圖。

圖7    五電平開關(guān)頻率優(yōu)化PWM原理圖

2.3.3    載波相移PWM方法[12]

    上面的兩種載波方法，主要是針對(duì)二極管箝位型多電平變換器提出來的。而載波相移PWM方法則主要是用于級(jí)聯(lián)型多電平變換器。這種方法與上兩種方法不同，每一個(gè)級(jí)聯(lián)模塊的SPWM信號(hào)都是由一個(gè)三角載波和兩個(gè)反相位的正弦波產(chǎn)生的。不過，相互級(jí)聯(lián)的多個(gè)模塊之間的三角載波有一個(gè)相位差θ。當(dāng)θ=π/n（其中n為級(jí)聯(lián)的模塊的個(gè)數(shù)）時(shí)，輸出相電壓的THD最小。這種方法的原理和兩電平中的倍頻思想相似。

2.4    多電平的空間矢量PWM技術(shù)[13][14]

    多電平空間矢量方法和兩電平空間矢量方法一樣，都是一種建立在空間矢量合成概念上的PWM方法。以三電平為例來說明多電平空間矢量多電平的原理，其空間矢量圖如圖8所示。為了減少諧波，被合成的空間矢量，一般都是用空間矢量定點(diǎn)落在的特定小三角形的三個(gè)定點(diǎn)的電壓矢量予以合成。對(duì)于多電平變換器，用空間矢量合成的時(shí)候，計(jì)算比較復(fù)雜，很多文獻(xiàn)討論了不少簡(jiǎn)化的計(jì)算方法。另外，對(duì)于空間矢量，很多平衡中點(diǎn)電位的方法也被提了出來。空間矢量方法的特點(diǎn)是諧波小、電壓利用率高，中點(diǎn)電位平衡容易實(shí)現(xiàn)。目前實(shí)用的一些多電平變換器大多數(shù)是用空間矢量PWM來實(shí)現(xiàn)的。

圖8    三電平電壓空間矢量圖

2.5    多電平的Sigma-delta調(diào)制法(SDM)[15][16][17]

    SDM是一種在離散脈沖調(diào)制系統(tǒng)(如直流諧振鏈逆變器)合成電壓波形的技術(shù)。這一概念也是起源于兩電平逆變器中，它的控制圖如圖9所示。圖中V^＊為期望輸出的電壓波形，V為實(shí)際調(diào)制合成的輸出波形。該控制部分中主要有三個(gè)環(huán)節(jié)，即誤差的積分環(huán)節(jié)、量化環(huán)節(jié)、采樣環(huán)節(jié)。該控制方法設(shè)計(jì)的主要任務(wù)就是設(shè)計(jì)合理的開關(guān)頻率和積分環(huán)節(jié)的增益。一般定義G=K/f_s(式中：K為微積分環(huán)節(jié)的增益，f_s為開關(guān)頻率),為了減少諧波，一般令0<G<1。圖10為這種方法的調(diào)制波形。

圖9    SDM方法的控制框圖

圖10    五電平G=0.938，M=0.9時(shí)候SDM調(diào)制的波形

3    結(jié)語

    本文介紹了多電平變換器的各種控制方法和各種拓?fù)洌容^了其特點(diǎn)。從上面分析可以看到，各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和各種控制方法都有其特點(diǎn)，因此，在工程選擇的時(shí)候，應(yīng)合理予以選擇。隨著高速控制處理芯片DSP的出現(xiàn)，多電平變換器技術(shù)將會(huì)取得更廣泛的實(shí)際應(yīng)用。