一、引言
擴頻通信具有抗干擾、抗多徑、低截獲概率等特點，自從上一世紀40年代被提出以來，其理論、方法、應用技術得到了很大發展
直接序列擴頻（直擴）是擴頻通信常用的一種方式，90年代初被應用于民用的CDMA蜂窩移動通信系統（IS-95），顯示了其顯著優點和較強的生命力
測距是直擴技術的一種典型應用利用PN碼良好的自相關特性進行延時的測量進而獲得距離信息，較之傳統方法具有更高的抗干擾能力和測距精度工作在L波段的GPS系統采用的就是直擴技術，并在世界范圍獲得了巨大成功和顯著效益然而由于眾所周知的原因，對于某些特殊應用，過于依賴GPS是危險的
為在UHF頻段建立區域內的抗干擾數據通信/定位系統，在復雜的電磁環境下實現用戶間的信息互通和定位及相對導航的目的，我們利用直擴技術完成了應用于該系統的用戶端機中頻物理平臺的研制該平臺從一定程度上體現了“軟件無線電”的思想，其信息速率、調制方式、PN碼及處理增益、中頻頻率、輸出電平等都由軟件實時控制或更改，部分工作過程也由軟件編程實現，具有較好的靈活性、通用性，并可進行功能的擴展
二、端機中頻單元的基本結構
1．原理框圖
該端機的中頻系統原理框圖如圖1所示
該系統大致工作過程如下：
發送通路中，首先對UART串行數據進行緩沖和RS編碼，經串并轉換后用本地PN碼進行擴展，然后進入一個chip脈沖成形濾波器（平方根升余弦濾波器，滾降系數為0.4）經內插及低通濾波、電平控制后，進行正交相位調制，取調制結果的實部作為輸出進行DA轉換得到中心頻率為6 MHz的中頻信號DAC和ADC轉換精度為8 bit，速率為20 MHz圖中PN1和PN2為2個等長PN碼，可以相同，也可不同若PN1和PN2不同時，應該保證其具有較好的互相關特性
接收通路中，6 MHz的中頻信號送入ADC，ADC的輸出數據經增益控制進行正交下變頻，變頻結果經過抽取濾波器和chip脈沖成形濾波器（同發射通路中的脈沖成形濾波器）后進入相關器輸入相關器的信號分別與3種相位的本地PN碼的進行相關，即當前相位的本地PN碼、超前0.5 chip的本地PN碼和滯后0.5 chip的本地PN碼相關器輸出為分別對應3種相位的3個復值，即sum_M、sum_E和sum_L，每符號周期更新一次3個相關值的時序關系示意圖如圖2所示圖中橫軸為時間，縱向虛線的間距為0.5 chip，點劃線表示下一次的相關時段
捕獲、跟蹤算法利用3個相關復值對本地PN碼相位和NCO輸出進行實時調整，得到精確的PN碼相位后進行解調、幀同步以及RS解碼
2．硬件組成
硬件組成較為簡潔包含一片浮點DSP(TMS320C6701)及相應的FlashROM（512K×8）、擴頻ASIC、串行數據接口部分（TL16C750）、DAC（ADV7128）、ADC（TLC5540）以及CPLD（AS 64/32）圖3為硬件結構的示意圖
本中頻系統中幀格式形成、串并轉換、捕獲、跟蹤、頻移校正、解調、幀同步、FEC編解碼等計算及控制過程均由DSP實現DSP程序的設計環境為CCS2.0，程序主要由C語言編寫，混入少量匯編，以保證關鍵過程運算和控制的實時性
三、接收通路的部分工作過程
相對接收通路而言，發送通路比較容易實現大部分發送通路的工作都由ASIC完成，并且異步串行數據的接收、RS編碼、串并轉換都相對簡單且只占用DSP較少的資源在研制中，較大部分的工作量集中在接收過程的DSP程序設計
1．捕獲與跟蹤過程
捕獲是指接收機在開始接收發送來的擴頻信號時調整或選擇本地PN碼相位，使其與發送來的序列相位一致跟蹤是在捕獲的基礎上，對PN碼相位做進一步的精確同步捕獲與跟蹤是直擴通信的關鍵處理過程本中頻系統利用ASIC每符號周期提供的３個復相關值來進行PN碼相位和NCO輸出的修正，實現捕獲
假設N表示PN碼長，ph表示PN碼相位，捕獲的基本過程的C函數流程大致表示為圖4
在捕獲過程中，此函數被不斷調用直至實現捕獲（Return 1）
由圖2和圖4可見，在捕獲過程中，本地碼字相位每符號周期調整1.5 chip，即可在N/1.5個符號周期內以0.5 chip為間隔遍歷所有PN碼相位上的相關值，當最大相關值大于平均相關值的2.5倍時認為實現了捕獲最長捕獲時間即為
式中，Ｔs為符號寬度
例如：當系統數據速率為4.8 kbps（符號速率為2.4k），PN碼長為1 023時：
此差值經過放大、低通濾波和環路濾波（均由程序實現）后對本地PN碼相位和本地NCO相位進行微小調整，實現最佳碼字同步，即實現跟蹤本系統PN碼跟蹤精度為1/8 chip
2．多普勒頻移檢測和修正
接收過程中本地NCO頻率應始終對準中頻頻率，以保證解擴和解調的性能當收發兩端存在較大的相對徑向速度時（如機載通信），載波頻率出現明顯漂移，影響接收性能本系統利用對復相關值進行256點的基4復數FFT來實時估計譜包絡的偏移程度，根據誤差實時修改本地NCO頻率值，保證接收性能
需要指出的是，理論上直接對中頻采樣信號進行功率譜估計也可實現多普勒頻移的檢測，但由于擴頻信號功率譜密度本來就較低，且端機所處的電磁環境有可能很惡劣，所以實際上這種方法很難有效檢測多普勒頻移中頻采樣信號的數據量很大，所以這種方法對計算速度的要求也很高相比而言，通過對相關值進行FFT來進行多普勒頻移的檢測和修正具有更高的可靠性和低得多的計算量
為保證計算速度，FFT算法使用遞歸的方法實現算法流程參見文獻〔2〕中的圖6.12
3．解調與幀同步
當系統處于跟蹤狀態時，由復相關值經過簡單的計算即可得到比特信息比特信息被送往串行緩沖區，并進行幀同步特征字的搜索搜索到特征字后，信息字節被送往接收緩沖區，等待FEC解碼
4．FEC
FEC在無線通信中具有重要作用在設計中FEC主要解決的問題是糾正隨機誤碼和較短的突發誤碼出現較長的突發誤碼時，接收通路一般處于重新捕獲的狀態，而捕獲過程中FEC解碼不工作本端機的FEC采用（63，47）的RS碼，無交織
四、測距的實現
在整個通信/定位系統中，測距是用戶實現三維定位和相對導航的前提本端機進行測距的基本原理是對接收和發送PN碼的相位差進行檢測，由此相位差估計出延時，進而估計出兩端機間的距離只要端機間能夠建立通信，即可在通信的同時完成測距，所以本端機的測距功能具有與通信相同的抗干擾能力
測距時首先由希望獲取對方距離的一端（主端機）主動發出測距指令，對方（從端機）接收到此指令后對轉發信號進行同步處理
符號同步：用接收信號的符號時鐘對轉發信號的符號時鐘進行同步，使轉發信號和接收信號具有相同的符號起始時刻
偽碼同步：計算接收信號和轉發信號的偽碼相位差，根據此差值修正轉發信號的偽碼相位，使轉發信號和接收信號具有相同的偽碼相位需要注意的是，由于主端機和從端機的系統時鐘不可能完全一致，總是存在一個較小的頻差，所以在測距過程中需要不斷對偽碼相位差進行實時檢測和修正，以確保從端機的收發偽碼同步
測距過程的C函數大致流程如圖5所示
當系統數據速率為4.8 kbps，PN碼長為1 023時，chip寬度為0.407 μs由于本地PN碼同步精度為1/8 chip，所以信號往返延時的測量精度為
實際中由于收發兩端載波頻率不完全一致以及收發端PN碼相位差的抖動造成了測距精度的降低增加雙工UHF射頻單元后，實測測距誤差小于16 m由于主端機采用計時器對信號往返延時進行粗估計，最遠測距距離僅受通信距離限制，這保證了整個系統通信和定位的區域覆蓋能力相同
整個通信/定位系統正常工作時，每個用戶端機通過對其它用戶進行測距可獲取本機的相對位置信息，實現相對導航若有些（多于3個）用戶端機已知絕對坐標（如地面臺），則其它用戶可通過對這些端機的測距并結合卡爾曼濾波的方法來獲取自己的絕對坐標對于空中用戶，本端機可與慣性導航系統交聯，提高導航與定位的精度和穩定度
五、結束語
將中頻系統中擴頻調制中的一個支路（圖1中的PN1支路）用作導頻信道并增添軟件接口，可以組建同步CDMA或準同步（同步精度為幾個chip）CDMA數據網絡通過端機間的精確同步和功率控制提高系統容量和定位精度，使系統的優良特性得以充分發揮和利用
本端機的參數可以靈活設置，可以實現GPS信號的C/A碼捕獲（擴頻系數為1 023，chip速率為1.023 Mbps時），但需要更改和增添軟件及射頻部分
在信道質量較好或無特殊抗干擾要求時，本端機可以工作在非擴頻方式下，這時最高數據速率可以達到4.096 Mbps（QPSK調制）
本端機處于試驗完善階段研制過程中考慮到功能的擴展及軟件調試和更改的要求，選用了處理能力較強的DSP，留有較大的處理余量，在必要時可以加入語音壓縮編碼和更高性能的FEC
參考文獻
［１］朱近康．CDMA擴頻通信技術［Ｍ］．人民郵電出版社，2001．
［ ２］A. V. Oppenheim，R. W. Schafer． Discrete-Time Signal Processing［Ｍ］．Prentice Hall
1989.
［３］楊小牛，等．軟件無線電原理與應用［Ｍ］．電子工業出版社，2001．
［４］查光明，熊賢祚．擴頻通信［Ｍ］．西安電子科技大學出版社，1990．