1引言
由于電流型控制較電壓型控制方法有許多優點，所以得到了廣泛使用，這已是不爭的事實。但在恒頻峰值電流檢測控制方法中還存在如下問題：
——占空比大于50％時系統的開環不穩定性；
——由于峰值電流而非平均電感電流的原因而產生的系統開環不穩定性；
——次諧波振蕩；
——抗干擾能力差，特別當電感中的紋波電流成分很小時，這種情況更為嚴重。
采用圖1所示的在電流波形上加斜坡補償的方法，可使電流型控制法在占空比大于50％的情況下，使系統穩定工作。實際上，只要電流型變換器采用了斜坡補償，它的性能能得到很大的改善。
2峰值電流型控制存在的問題
下面主要討論峰值電流型控制存在的問題及利用斜坡補償克服所存在問題的方法，并給出斜坡補償的實施方案。
2.1開環不穩定性
在不考慮外環電壓環的情況下，當恒頻電流型變換器的占空比大于50％時，就存在內環電流環工作不穩定的問題。然而有些變換器（如雙管正激變換器）它本身工作的脈沖占空比就不能大于50％，因此不存在問題。而有些變換器的脈沖占空比不大于50％時，它的輸入將會受到許多限制，如果在內環加一個斜坡補償信號，則變換器可以在任何脈沖占空比情況下正常工作。下面介紹斜坡補償工作原理。
圖2表示了由誤差電壓Ve控制的電流型變換器的波形，通過一個攏動電流△I加至電感電流IL，當占空比<0.5時，從圖2(a)所示可以看出這個攏動ΔI將隨時間的變化而減小；但當占空比>0.5時，這個攏動將隨時間增加而增加，如圖2（b）所示。這可用數學表達式表示：
ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)
進一步可引入斜率為－m的斜坡信號，如圖2（c）所示。這個斜坡電壓既可加至電流波形上，也可以從誤差電壓中減去。有下列方程式成立：
ΔI1=－ΔI0（m2＋m)/(m1＋m）（2）
圖1采用斜坡補償的BUCK電流型控制
圖2電流型變換器的開環不穩定性
(a)D<0.5(b)D>0.5(c)D>0.5并加斜坡補償
圖3沒有斜坡補償的峰值電流檢測與占空比關系圖
圖4斜坡補償m=－(1/2)m2時的平均電感電流將和占空
比D、輸入電壓無關
在100％占空比下求解這個方程有：
m>(－1/2)/m2（3）
為了保證電流環路穩定工作，應使斜坡補償信號的斜率大于電流波形下降斜率m2的1/2。對圖1所示的Buck型變換器，m2等于(VO/L)RS。所以補償波形的幅度A應按下式計算：
A>TRS(VO/L)（4）
從而保證變換器的占空比大于50％時變換器能穩定工作。
2.2次諧波振蕩
對電流型控制而言,內環電流環峰值增益是個很重要的問題，這個峰值增益在開環頻率一半的地方，由于調制器的相移可能在電壓反饋環開關頻率一半的地方產生振蕩,這種不穩定性叫做次諧波振蕩。
3峰值電流檢測與平均電流檢測
在電流型變換器中由平均電感電流產生一個誤差電壓,這個平均電感電流可用一個電流源來代替,并可以降低系統的一個階次。然而如圖3所示,峰值電流檢測方法常使電感的平均電流隨占空比而變，致使輸入一輸出(正向特性)不理想。如選用圖4所示m=－(1/2)m2的斜坡補償率，可以把峰值電流檢測轉變為平均電流檢測，而得到很好的電流型控制效果。但需注意m=－(1/2)m2，占空比接近1時的次諧波振蕩現象。
4小紋波電流
從性能的角度總希望紋波電流要小，首先它可以使輸出濾波電容的容量減小，并在輕載時的電流連續工作模式下輸出紋波小。雖然對電流檢測電路的小斜坡補償量，在許多情況下可以得到小的紋波電流，但將由于隨機和同步噪聲信號的引入而致使脈沖寬度擺動。并且斜坡補償加到電流波形上將會產生一個更穩定的開關點，為達到這個目的，相對于電感電流這個補償量m應大于m2，并且這對次諧波穩定是有必要的。但任何斜坡補償大于m=－(1/2)m2將使變換器的特性偏離理想電流型變換器而更像一個電壓型變換器。
5UC1846的斜坡補償
UC1846是一種采用斜坡補償的電流型集成控制芯片，它具有恒頻PWM電流型控制所需的控制電路和相關電路。圖5（a）和圖5（b）表示采用UC1846實施斜坡補償的兩種電路原理圖。在第4腳的電流檢測信號和斜坡補償信號直接相加很容易實現，但這又在電流檢測電路中引入了誤差。另一種方法就是把這個斜坡補償加至誤差放大器的反相輸入端,采用這種方法的前提條件是:
圖5UC1846采用不同斜坡補償方法的電路原理圖
（a）斜坡補償信號和電流檢測信號相加
（b）斜坡補償信號直接和誤差信號相加
——開關頻率固定(這種情況下R1/R2固定)，并且誤差放大器增益固定；
——計算所需斜坡補償量時要把電壓誤差放大器,電流誤差放大器的增益都考慮進去。在任何一種情況下,一旦R2的值確定后,負載對CT的影響也可以確定。
6結論
本文主要討論了電流型變換器的斜坡補償原理及實現方法、電路。由于雙環電流型變換器性能好，輸出性能可以和線性穩壓器相比，并可用于系統并聯均流，所以得到了廣泛應用。本文對如何正確實現斜坡補償有一定實際意義。