基帶系統是不經過調制解調的系統，理想的基帶系統是不存在碼間干擾的，從理論上講應當是滿足奈奎斯特準則的系統，在實際中可以利用眼圖的觀測來判斷基帶系統的抗碼間干擾能力，本文在SIMULINK下對基帶系統進行設計仿真，利用眼圖分析了噪聲對系統性能的影響。
1 基帶系統的理論分析
1．1 基帶系統傳輸模型及工作原理
基帶系統傳輸模型如圖1所示。
1)系統總的傳輸特性為H(ω)=GT(ω)C(ω)GR(ω)，n(t)是信道中的噪聲。
2)基帶系統的工作原理：信源是不經過調制解調的數字基帶信號，信源在發送端經過發送濾波器形成適合信道傳輸的碼型，經過含有加性噪聲的有線信道后，在接收端通過接收濾波器的濾波去噪，由抽樣判決器進一步去噪恢復基帶信號，從而完成基帶信號的傳輸。
1．2 基帶系統設計中的碼間干擾及噪聲干擾
碼間干擾及噪聲干擾將造成基帶系統傳輸誤碼率的提升，影響基帶系統工作性能。
1)碼間干擾及解決方案
碼間干擾：由于基帶信號受信道傳輸時延的影響，信號波形將被延遲從而擴展到下一碼元，形成碼間干擾，造成系統誤碼。
解決方案：
①要求基帶系統的傳輸函數H(ω)滿足奈奎斯特第一準則：
若不能滿足奈奎斯特第一準則，在接收端加入時域均衡，減小碼間干擾。②基帶系統的系統函數H(ω)應具有升余弦滾降特性。如圖2所示。這樣對應的h(t)拖尾收斂速度快，能夠減小抽樣時刻對其他信號的影響即減小碼間干擾。
2)噪聲干擾及解決方案
噪聲干擾：基帶信號沒有經過調制就直接在含有加性噪聲的信道中傳輸，加性噪聲會疊加在信號上導致信號波形發生畸變。
解決方案：
①在接收端進行抽樣判決；②匹配濾波，使得系統輸出性噪比最大。
2 基帶系統設計方案
2．1 信源
1)常見的基帶信號波形有：單極性波形、雙極性波形、單極性歸零波形和雙極性歸零波形。雙極性波形可用正負電平的脈沖分別表示二進制碼“1”和“0”，故當“1”和“O”等概率出現時無直流分量，有利于在信道中傳輸，且在接收端恢復信號的判決電平為零，抗干擾能力較強。而單極性波形的極性單一，雖然易于用TTL，CMOS電路產生，但直流分量大，要求傳輸線路具有直流傳輸能力，不利于信道傳輸。
2)歸零信號的占空比小于1，即：電脈沖寬度小于碼元寬度，每個有電脈沖在小于碼元長度內總要回到零電平，這樣的波形有利于同步脈沖的提取。
3)基于以上考慮采用雙極性歸零碼——曼徹斯特碼作為基帶信號。
2．2 發送濾波器和接收濾波器
基帶系統設計的核心問題是濾波器的選取，根據1．2的分析，為了使系統沖激響應h(t)拖尾收斂速度加快，減小抽樣時刻偏差造成的碼間干擾問題，要求發送濾波器應具有升余弦滾降特性；要得到最大輸出信噪比，就要使接收濾波器特性與其輸入信號的頻譜共扼匹配
同時系統函數滿足：H(ω)=GT(ω)GR(ω)考慮在t0時刻取樣，上述方程改寫為
H(ω)=GT(ω)，GR(ω)，于是求解出
，因此，在構造最佳基帶傳輸系統時要使用平方根升余弦濾波器作為發送端和接收端的濾波器。
2．3 信道
信道是允許基帶信號通過的媒質，通常為有線信道，如市話電纜、架空明線等。信道的傳輸特性通常不滿足無失真傳輸條件，且含有加性噪聲。因此本次系統仿真采用高斯白噪聲信道。
2．4 抽樣判決器
抽樣判決器是在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規定時刻(由位定時脈沖控制)對接收濾波器的輸出波形進行抽樣判決，以恢復或再生基帶信號。抽樣判決關鍵在于判決門限的確定，由于本次設計采用雙極性碼，故判決門限為0。
3 SINULINK下基帶系統的設計
SIMULINK是MATLAB提供的用于對動態系統進行建模，仿真和分析的工具包，它提供了專門用于顯示輸出信號的模塊，可以在仿真過程中隨時觀察仿真結果。同時，通過存儲模塊仿真數據可以方便地以各種形式存儲到工作區和文件中，供用戶對數據分析和處理，另外，IMULINK把具有特定功能的代碼組織成模塊的方式，這些模塊可以組織成具有等級的子系統，本次設計正利用SIMULINK所具有的模塊組織能力來構建基帶系統，來實現對系統工作過程的仿真。
3．1 信源的生成——曼徹斯特碼
曼徹斯特的編碼規則是這樣的，即將二級制碼“1”編成“10"，將“0”碼編成“01”，在這里由于采用了二進制雙極性碼，則將“1”編成“+1-1”碼，而將“0”碼編成“-1+1”碼。根據2．1小節的理論分析，采用SIMULINK中的bernoulli binary generator(不歸零二進制碼生成器)、pulse generator(脈沖生成器)、constant(常數源模塊)、switch(開關電路)、scope(示波器)構成曼徹斯特碼的生成電路。模型連接方法如圖3所示。
模塊參數設置：bernoulli binary generator(不歸零二進制碼生成器)的Prpbability of a zero(零碼概率)設為0．5，sample time(采樣時間)設為0．5，pulse generator(脈沖生成器)的pulse width(％of period)(脈沖寬度)設為50％，占空比為1／2，Attitude(幅度)設為1，phase delay(相位延遲)設為0，表示不經過延遲，起始時刻發10碼，switch(開關電路)的threshold(門限)設為0．5。constant(常數源輸出)設置為1，輸出常數1，設置為-1，輸出-1。
switch模塊中3個輸入分別接如圖3所示的3個信號，當輸入的第2個信號(二進制碼)大于switch的門限值0．5時，輸出為1，當輸入的第2個信號(二進制碼)小于switch的門限值0．5時，輸出為0。此時，單極性不歸零碼經過switch電路后成為雙極性不歸零碼(+1-1+1…)，pulse generator用于產生占空比為1／2的單極性歸零脈沖(10)，經過switch開關電路后成為雙極性歸零脈沖(+1-1)，兩路雙極性信號成為乘法器product的輸入，相乘后的結果是：第1路不歸零碼的1碼與第2路(+1-1)碼相乘得到(+1-1)，第1路-1碼與第2路(+1-1)碼相乘得到(-1+1)碼，這就是曼徹斯特碼。
3．2 傳輸模塊的實現
為了減小碼間干擾，在最大輸出信噪比時刻輸出信號，減小噪聲干擾，傳輸模塊由Square root Raised Cosine Transmit Filter(平方根升余弦傳輸濾波器)、AWGN Channel(高斯信道)、Square root Raised Cosine Receive Filter(平方根升余弦接收濾波器)模塊組成，其設計框圖如圖4所示。
模塊參數設置：SqIlare root Raised Cosine Filter(平方根升余弦濾波器)的attitude(幅值)設為1，Period(周期)設為0．5，pulse width(脈沖寬度)設為50％，Phase delay(相位延遲)設為0。AWGN Channel(高斯信道)的Initial seed(起始速度)設為67，mode(模式)設為Eb／No(信噪比)，Eb／No設為100，Number of bits per symbor(每秒比特數)設為1，Imput symbolpower(輸入功率)設為1，Symbol period(信號周期)為1。
發送端平方根升余弦傳輸濾波器用于對輸入信號濾波成型，高斯信道中含有高斯白噪聲，滿足基帶系統信道特征，接收端平方根升余弦接收濾波器用于匹配濾波，得到最大輸出信噪比。
3．3 抽樣判決
利用switch2、pulse generatorl、productl構成抽樣判決電路，并對曼徹斯特碼解碼，其抽樣判決電路及極性轉換電路如圖5所示。
模塊參數設置：switch2的判決門限設為0，pulse generatorl的占空比為50％，相位延遲為0。
輸入信號經switch2被抽樣判決，當信號大于0時輸出為1，當信號小于0時輸出為-1，pulse Generatorl(脈沖生成器)的輸出信號(101010 …)作為第2路信號與第1路switch2輸出信號相乘，結果是：第1路為(+1-1)時與第2路(10)相乘得到(+10)，第1路為(-1+1)時與第2路(10)相乘得到(-10)，完成對曼徹斯特碼的解碼。
解碼后的信號是占空比為50％的雙極性歸零碼，經integer Delay(整數延遲)將占空比轉換為100％，成為歸零碼，再經過switch3(開關電路)將雙極性碼轉換成單極性碼，得到與信源相同的碼型。
3．4 基帶傳輸系統設計總圖及各點輸出波形
基帶傳輸系統的統計總圖以及傳輸過程中的各點波形分別如圖6、圖7所示。
從圖7的波形來看，傳輸是有效的。第1行波形是待傳輸的基帶信號，第2行波形是經過曼徹斯特編碼模塊后產生的曼徹斯特碼，第3行波形是經過接受濾波器后的波形，是一個連續信號，第4行波形是對第3行波形經過抽樣判決后得到的雙極性的二進制碼，第5行波形是經極性轉換后得到的二進制碼，與第1行的基帶信號比較，結果相同，只是延遲了2個碼元，這說明所設計的基帶系統沒有產生誤碼，達到了抗碼間干擾和抗噪聲干擾的目的。
3．5 眼圖觀測結果
圖8為接收濾波器觀察到的眼圖，從圖8可看出，在信噪比為100 dB下觀察眼圖，“眼睛”睜開的角度很大，且沒有“雜線”，說明系統在該信噪比下具有很好的抗碼間干擾能力。
4 結束語
本次設計采用平方根升余弦濾波器作為發送端和接收端濾波器，可以實現匹配濾波、減小系統碼間干擾，采用抽樣判決電路恢復重建信號，抵抗噪聲干擾。在SIMULINK下搭建系統，示波器觀測到的各點波形及眼圖的觀測的結果得出：基帶系統的設計達到了預期要求，且具有較好的抗碼間干擾能力。