0    引言

    ICE1QS01是英飛凌公司推出的一種輸出功率范圍從1W到300W，帶或不帶功率因數校正（PFC）的反激式變換器控制器。該控制器IC工作在準諧振模式，典型應用包括TV，VCR，DVD播放機，衛星接收機和筆記本電腦適配器等。

    為了在輕載下降低功率消耗，ICE1QS01隨著負載的減小，其開關頻率逐步數字式地降至20kHz的最低值。同時，隨頻率降低保持準諧振模式。在從滿載到空載的整個負載范圍內，能夠平穩工作。當工作頻率降低時，IC的數字抗抖動電路可以消除過零信號的連續跳動，尤其是可以避免電視機中因偏轉引起的負載連續變化產生的抖動。為了減小功率MOSFET的開關應力，功率晶體管總是在最低的電壓上接通。電壓調整既可利用內部誤差放大器，也可利用外部光耦合器。由于采用新的初級調節方法，在變壓器控制繞組與控制輸入之間的外部整流電路，可用一個電壓分配器來取代。在待機模式下，IC自動進入突發模式，待機輸入功率遠低于1W。保護功能包括V_cc過壓/欠壓鎖定，主線電壓欠壓關斷和電流限制等。ICE1QS01的啟動電流僅約50μA，它是一種低功耗綠色SMPS芯片。

1    芯片的封裝與電路組成及其功能與工作原理

    ICE1QS01采用P-DIP-8-4封裝，引腳排列如圖1所示。表1列出了各引腳的功能。

圖1    ICE1QS01的引腳排列

表1    引腳功能

    ICE1QS01芯片主要由比較器，觸發器和數字處理電路組成，具體如圖2所示。

圖2    ICE1QS01芯片電路組成

    在圖2所示的電路中，左上角部分為折彎點（foldback point）校正單元。該部分電路的功能是在MOSFET導通期間，從腳RZI流出一個電流，電流源CS4提供的0.5mA的電流被扣除，所得到的電流I₄乘以0.2（即為I₃），被饋送到IC的PCS腳，從而增加PCS腳外部電容的充電電壓斜率。當AC線路電壓升高時，MOSFET的導通時間縮短，最大輸出功率保持不變。主線電壓通過V_cc偏置繞組并經連接在腳RZI上的一支電阻來檢測。

    在腳RZI內部，門限電平5V和4.4V的比較器用于初級調整，門限電平1V和50mV的比較器分別是振鈴抑制時間比較器和過零信號比較器。

    在圖2的右上角是計數器、定時器和比較器組成的數字頻率降低電路以及反相輸入端為VRM=4.8V與VRH=4.4V并帶VRH鎖定的比較器和反相輸入端VRL=3.5V并帶VRL鎖定的比較器。

    在圖2的中央是軟啟動和通—斷（on－off）觸發器。軟啟動觸發器通過通—斷觸發器的上升沿（并利用沿檢測器ED₁）置位。通—斷觸發器通過反相輸入端15V的比較器（圖2左下方）置位。該比較器上面是20V的V_cc過電壓比較器，下面是145V和9V的欠電壓比較器。IC腳PCS內部電阻R₂連接一個開關，該開關由一個與門輸出控制，與門的輸入來自通—斷觸發器的輸出。在開關接通時，腳PCS外部電容放電到1.5V。當進入PCS腳的電流低于100μA時，在主線欠電壓比較器輸出產生一個低電平輸出信號。該輸出信號經一個與門和或門電路置位脈沖鎖定觸發器，與門的另一個輸入是接通時間觸發器的反相輸出。

    位于圖2中間下方的是突發觸發器和脈沖鎖定觸發器。突發觸發器由IC腳SRC內的2V比較器輸出置位。突發觸發器的輸出，連接到脈沖鎖定觸發器的置位輸入。脈沖鎖定觸發器的輸出，影響接通時間觸發器的復位輸入。接通時間觸發器的輸出，連接到IC腳OUT內的輸出緩沖器。脈沖鎖定觸發器也可由20V的過電壓比較器置位。

    IC腳SRC內部的電流源CS₁為SRC腳外部電容器提供500μA的放電電流。與CS₁并聯的電流源CS₂，通過軟啟動觸發器激活。CS₂的電流通過50ms定時器控制逐步改變，以此為軟啟動產生上升的調節電壓。

    一個20kΩ的上控電阻R₁下端在內部連接到SRC腳，上端通過開關連接到5V的參考電壓。該開關由一個觸發器的輸出控制，該觸發器通過接通時間觸發器的輸出下降沿置位，以產生振鈴抑制時間。接通時間觸發器由過零信號經過一個與門復位，該與門的另一個輸入是下部第二個觸發器的輸出。當RZ1腳上的脈沖高度超過44V的門限時，第二個觸發器置位。

    在圖2右上部的數字頻率減小電路中，4位加/減（UP/DOWN）計數器的寄存數決定變壓器退磁后的過零信號數。過零信號計數器計數輸入過零信號，并由一個比較器檢測和放大。只要過零計數器存儲數與加/減計數器存儲數相等，比較器就發送一個輸出信號至接通時間觸發器，從而使功率MOSFET導通。為避免抖動，加/減計數器的存儲數僅在50ms定時器確定的每個50ms周期之后加1或減1改變，這種變化取于VRH和VRL鎖存狀態。如果兩個鎖存處于低態，計數器增加1。如果僅VRL鎖定置位，加/減計數器仍不變化。如果VRL和VRH被置位于高電平，加/減計數器減少1。在此之后VRH與VRL鎖定被復位。在接下來的50ms內，VRH與VRL鎖存將再次置位。當IC腳SRC上電壓VS_RC<3.5V時，VRL鎖定置位，加/減計數器加1；當V_SRC>4.4V時，VRH鎖定置位，加/減計數器減1。在一個大的負載跳躍這后，為能迅速調節到最大的功率電平上，只要V_SRC>4.8V時，加/減計數器被置位到1（0001）。

2    應用與設計

2.1    應用實例與電路簡析

    圖3是由ICE1QS01作控制器的200W高端電視機SMPS電路。該電路輸入AC90～264V，4路輸出電壓/電流分別為135V/0.75A，30V/1.2A，15V/0.5A和7V/1.2A。

圖3    基于ICE1QS01的200W彩色電視機SMPS電路

    連接于橋式整流器輸出與大容量濾波電容C₀₇之間線路上的電感器L₀₈，二極管D₀₈以及在D₀₈正極與功率開關S₀₁漏極之間的電容C₀₈，組成PFC電荷泵電路。其作用是與輸入端EMI濾波器一起，可在橋式整流器輸入端產生正弦波電流。ICE1QS01內集成低功率待機突發模式電路，可使待機輸入功率低于1W。在負載減小時，利用集成數字處理電路能使開關頻率逐步降低，并不產生任何抖動。當待機開關S₁斷開時，參考二極管D₆₀導通，輸出電壓V₂調節值由齊納二極管D₆₁確定。當ICE1QS01腳4上的V_SRC低于2V時，集成在芯片上的突發模式電路啟動。在激活內部突發模式比較器后，柵極驅動輸出（OUT）切換到低電平，V_cc關閉門限由正常模式下的9V增加到14.5V。在突發模式期間，MOSFET導通時間至少為其最大導通時間的1/7。在突發之間的中斷時間（t_breake）縮短，輸出紋波通過跨越在AC主線輸入與二極管D₂₆和D₂₇接點之間的電容C₂₁的一個附加充電電流而降低。

    二極管D₆₂為正常模式與待機突發模式之間的過渡狀態而加入。當待機開關S₁閉合但輸出V₂已經無載時，加入D₆₂可保證在突發模式下的正常周期。當V₂變低時，參考二極管D₆₀被關斷。

    ICE1QS01腳3外部電阻R₃₈和R₂₉充當變壓器脈沖的分壓器，腳3上的脈沖幅度約為4V。電容C₂₉用作減小變壓器過沖。其腳2與DC干線電壓之間的電阻R₂₂決定欠電壓鎖定門限。R₂₂與電容C₂₂相結合，可固定最大可能輸出功率。

2.2    主要元件選擇

2.2.1    變壓器設計要點

    在圖3所示的應用電路中，變壓器T₁的參量已基本標明。在此僅簡要敘述變壓器的計算公式。

    首先，必須計算SMPS最大輸入功率。若SMPS最大輸出功率為P_out(max)，效率為η（通常取80％），最大輸入功率P_in(max)為

    P_in(max)=P_out(max)/η（1）

    在最低AC線路電壓V_AC(min)下，SMPS初級平滑電容器（如圖3中的C₀₇）上的DC電壓V_DC(min)為

    V_DC(min)=V_AC(min)F_num（2）

式中：F_hum=0.9，為初級電容器上100Hz電壓紋波系數；

      V_AC(min)在通用寬范圍AC供電線路下，通常為85V或90V。

    在最高AC線路電壓V_AC(max)（如264V）下，初級電容器上的最高DC電壓V_DC(max)為

    V_DC(max)=V_AC(max)F_cp（3）

式中：F_cp為在初級電容器上的過電壓因數，當SMPS不帶PFC時，F_cp=1；若SMPS帶PFC，F_cp=1.1。

    通過初級繞組的最大平均電流I_P(max)可由式（4）計算。

    I_P(max)=P_in(max)/V_DC(min)（4）

    變壓器初級繞組匝數N_p的計算公式為

    N_p=（5）

式中：V_d(max)=600V，為MOSFET允許最高漏極電壓；

      B_max=300mT，為變壓器磁芯最大允許磁通密度；

      F_os為初級繞組過沖因數，當不帶PFC時，F_os=1.3，當帶PFC時，F_os=1.8；

      磁芯有效截面積A_e和參量A_L，可以從根據P_in(max)選擇的變壓器提供的數據中查得。

    每匝次級電壓V_ts為

    V_ts=（6）

    MOSFET的最大漏極電流I_d(max)為

    I_d(max)=2I_DC(max)（7）

    MOSFET最大導通時間t_on(max)和最大截止時間t_off(max)分別可用式（8）和式（9）計算。

    t_on(max)=（8）

    t_off(max)=（9）

    SMPS最低自由振蕩（free runnign）頻率為

    f_min=（10）

    如果SMPS最低頻率f_min<20kHz，即進入可聞音頻范圍，應根據式（5）重新計算，B_max取一個較低的值。

2.2.2    ICE1QS01各引腳外部主要元件的選擇考慮

    對于圖3所示的應用電路，IC₁（ICE1QS01）各引腳外部主要元件的選取依據如下。

    1）IC1腳2（PCS）上的電阻R₂₂與電容C₂₂

    當流入腳2的電流低于100μA時，內部主線欠壓保護電路啟動。在電容C₀₇上的最低DC電壓V_DC(min)根據式（2）取114V，于是R₂₂=1.14MΩ，可取1MΩ標準電阻。

    當R₂₂選定之后，電容C₂₂可根據式（11）計算。

    C₂₂=V_DC(min)t_on(max)/(R₂₂×3.5V)（11）

    2）腳3（RZ₁）外部電阻R₃₈，R₂₉與電容C₂₉

    R₃₈的計算公式為

    R₃₈=V_DC(min)N_r/(N_p×0.5mA)（12）

式中：N_r為變壓器（T₁）調節繞組匝數。

    當選取V_DC(min)=114V，N_r=7匝和N_p=28匝時，R₃₈=57kΩ，可選取56kΩ標準電阻。

    R₂₉與R₃₈組成調整繞組感應電壓的分壓器。調整繞組感應電壓（正值）為15V，考慮到初級和次級調節，R₂₉可根據式（13）和式（14）確定。

    R₂₉=R₃₈/〔(15V/5V)－1〕（13）

    R₂₉=R₃₈/〔(15V/4V)－1〕（14）

    在R₃₈=56kΩ下，R₂₉取值范圍為20～28kΩ。

    電容C₂₉的計算公式為

    C₂₉=1000ns/R₃₈（15）

    據此，C₂₉可選擇22PF的陶瓷電容器。適當選擇C₂₉可在腳3得到令人滿意的電壓波形，保證MOSFET在最小的漏極電壓上導通。

    3）腳4（SRC）上接地電容C₂₈

    接電容影響調整尤其是初級調整的速度，但不影響軟啟動速度（原因是內部數字軟啟動電路被激活）。C₂₈通常選取1．5～10nF的容值。

    4）腳7（OUT）外部MOSFET柵極電阻R₃₅

    選擇R₃₅=33～100Ω，在MOSFET功率耗散與射頻噪聲（EMI）之間提供較理想的折衷方案。

    5）腳8（VCC）外部阻容元件

    電容C₂₆容量選取33μF（25V）即可。若C₂₆過大，啟動時間過長，并且突發頻率較低。

    C₂₇充當射頻濾波電容，可選取C₂₇=100nF。

    電阻R₂₆可用于增加突發頻率，取值范圍為0～50Ω。R₃₇充當射頻濾波元件并對V_cc起穩定作用，取值范圍為0～100Ω。

    ICE1QS01腳5（OFC）不用接地。

3    結語

    ICE1QS01是一種被優化的新型準諧振控制器，其采用的適合于低端電視的低成本初級調節可以確保SMPS安全、可靠和有效地工作。這種調節技術因無須被隔離的次級反饋環而降低了成本。為了滿足低待機的需要，此IC特別增加了間歇模式和采用了獨特的數字式減頻特性的技術，消除了影響系統穩定性的抖動和支持穩定的輸出電壓。