摘 要： 分析了兩種傳統的基于共源共柵結構的低噪聲放大器LNA技術：實現噪聲優化和輸入匹配SNIM技術并在功耗約束下同時實現噪聲優化和輸入匹配PCSNIM技術。針對其固有不足，提出了一種新的低功耗" title="低功耗">低功耗、低噪聲放大器設計方法。
關鍵詞： 低噪聲放大器；低功耗；射頻電路
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隨著無線通信技術的迅猛發展，無線終端小型化、低功耗、低成本、高性能已成為射頻集成電路（RFIC）發展的必然趨勢。以往的MOS管高頻性能相對較差，傳統的射頻收發機主要采用GaAs、BiCMOS、Bipolar工藝實現，但價格昂貴，且不利于與CMOS 數字基帶部分單片集成[1]。近年來隨著亞微米、深亞微米CMOS技術的日趨成熟、截止頻率fT不斷提高，CMOS工藝在性能上已經能滿足RF需要，且CMOS 工藝具有成本低、集成度高、功耗小等特點，因此CMOS RFIC已成為國際上的研發熱點[2]。
在接收機設計中,要得到良好的總體系統性能,關鍵在于性能優越的前端, 低噪聲放大器(LNA)是其中最關鍵的電路之一。LNA是接收電路的第一級,直接面對天線接收的包含各種噪聲的微弱信號,其特性對整個系統的噪聲性能產生直接影響。LNA需要具有良好的噪聲系數" title="噪聲系數">噪聲系數，并提供足夠的增益，以確保整個接收系統具有最小NF；同時當接收信號較大時，應有足夠的線性度以減小信號失真。現代移動通信設備的普及使LNA低功耗設計變得日益重要，文獻[3]提出的PCSNIM技術是目前最佳的低功耗窄帶LNA優化設計技術，能在低功耗限制下，同時使噪聲性能、輸入匹配得到優化，但PCSNIM技術還有不足之處。本文綜合考慮增益、噪聲、功耗、線性度、匹配等指標對整個收發系統的影響，進一步改善LNA電路結構,以獲得最佳的系統性能。
本文以文獻[1-5]中的研究成果為出發點,對SNIM和PCSNIM進行改進，利用SMIC RF 0.13μm工藝，實現應用于IEEE802.11a WLAN的單片集成LNA。模擬數據顯示，該LNA功耗僅為3mW，增益14.3dB，噪聲系數約為2.2dB，IIP3大于-3.6dBm，S11約為-23dB。通過設計實例仿真和測試對比，驗證了理論分析的正確性。本文方法對低功耗LNA設計有一定指導意義。
1 低功耗LNA設計方法
1.1 SNIM結構LNA分析
圖1很容易實現輸入阻抗匹配" title="阻抗匹配">阻抗匹配，從信號源看到的網絡輸入阻抗Zin為：
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其中Lg、Ls為片上" title="片上">片上平面螺旋電感，M1是共源放大管，共柵管M2起隔離作用，減少M1柵漏電容的密勒效應。式(1)表明，當：
時，輸入匹配網絡諧振使輸入阻抗為純電阻，這時只要保證：
即可在頻率?棕0時實現輸入阻抗匹配。
由二端口噪聲理論知[2]，二端口網絡在噪聲匹配時，可以實現最小噪聲系數Fmin如下：
其中γ、δ、c在長溝器件中分別為2/3、4/3、0.395j，是與工藝相關的常數。噪聲匹配要求源阻抗ZS等于最佳噪聲阻抗Zopt。當兩者不相等時，實際噪聲系數為：
其中
。從等效噪聲電阻Rn的表達式來看，它不受增加的電容和電感的影響，僅僅取決于gm的值，因此大的晶體管尺寸和高功耗導致較小的Rn。
參考文獻[1]、[3]對Zopt優化有詳細的推導過程，所得結果如下：
沒有優化的SNIM電路中最佳噪聲阻抗都遠遠大于源阻抗，所以可以利用式(6)、式(7)中Zopt與Cgs成反比的特點，增加M1管的尺寸以增大Cgs、減小Zopt，最終實現電路的噪聲匹配。而增大M1的尺寸意味著要增加功耗（為了保證M1、M2都工作在飽和區且有一定的電壓裕度，M1管的柵源電壓可以變化的范圍很小）。所以利用SNIM技術設計的LNA都有相當大的功耗，這不能滿足對低功耗電路的要求。
1.2 PCSNIM 結構LNA分析
根據上面推導分析，可以在不改變M1管尺寸的條件下，在M1管柵源上并聯電容C1以間接增大柵源電容(如圖2)，實現功率約束下的噪聲和輸入匹配[3]。
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從信號源看到的網絡輸入阻抗為：
輸入匹配網絡（品質因子為Qin）在諧振時，柵源電壓是輸入電壓的Qin倍。系統的等效跨導為Gm[1][4]，可見并聯電容Cgs使系統等效跨導減小。
由上述推導知：電容反饋的引入會使源極負反饋電感Ls增大，電感Ls增大導致系統增益下降及噪聲性能在一定程度上的惡化；電容反饋的引入還會使系統的等效跨導減小，導致系統增益減小20logk；使系統的截止頻率減小為原來的1/k，一定程度上惡化了系統的噪聲性能。
綜上所述，雖然利用PCSNIM技術實現了功耗約束下的輸入匹配和噪聲優化，但付出的代價也很大，特別是在低功耗要求下系統增益減小和系統高頻特性的惡化[1]。
2 IPCSNIM 結構LNA分析
由上面的分析可以看出：矛盾的關鍵在于，并聯電容C1的引入雖然實現了功耗約束下的輸入匹配和噪聲優化，但也導致系統增益下降和高頻特性惡化。而Ls主要起輸入阻抗匹配作用，對系統的噪聲特性影響很小。所以可以改變并聯電容C1的位置以有效解決這個矛盾。
改進方案如圖3所示。其中R1、M3為M1提供直流工作點，R2隔離R1和M3的噪聲對M1的影響，R2越大越好，一般為兆歐量級；電容C2作用與C1類似，起到降低最佳噪聲阻抗的作用如式(9)、式(10)。
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從信號源看到的網絡輸入阻抗為：
其中C2（約100fF）與PCSNIM中的C1相等。
源電感LS的主要作用是使輸入阻抗產生50?贅的實部，實現輸入阻抗匹配。理想電感理論上不影響系統的Re[Zopt]，如式(6)、式(9)；LS很小（0.7nH），對Im[Zopt]的影響可以忽略不計，如式(7)、式(10)。因此改進電路的最佳噪聲阻抗可以利用式(9)、式(10)計算。
3 設計事例和模擬結果
在實際芯片制造中，一般片上電阻的誤差很大，約20%，R1的波動直接影響系統的直流工作點，對系統的整體性能有很大影響；且R1約為1.5kΩ，使用片上電阻會占用較大的芯片面積。為了避免上述問題，可以用MOS電阻M4取代R1。這樣不僅節省了芯片面積，而且可以使電阻R1的精確度大大提高。
?? ?圖2中的C2很小（只有100fF左右），實際片上電容越小，誤差越大，但是C2的波動對噪聲性能影響很大。為了避免C2波動對系統性能的影響，用M5 MOS電阻替代R2，利用M5源端到柵和襯底的寄生電容取代C2。這樣M5不僅可以像R2那樣起到噪聲隔離的目的，而且可以完全取代C2。這樣大大節省了芯片面積，簡化了系統的復雜性。綜合上述分析，圖4 給出了完整的低功耗LNA設計方案。
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??? 以下仿真結果是在SMIC RF 0.13μm工藝、單片集成架構、5.5GHz工作頻率、1V工作電壓下完成的。模擬結果對比如圖5、圖6、圖7所示。
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本文在對傳統SNIM和PCSNIM結構分析的基礎上，針對SNIM功耗過大和PCSNIM增益較小的缺點，提出了一種新的低功耗LNA設計架構。該方案在功耗、噪聲和PCSNIM相當的條件下，充分彌補了PCSNIM增益過小的缺點，實現了與高功耗SNIM相當的增益。同時還實現了最優的輸入阻抗匹配特性和高頻特性。理論分析和ADS 仿真結果十分吻合，達到了預期設計目標。
參考文獻
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