引言
功率開關器件的高額開關動作是導致開關電源產生電磁干擾(EMI)的主要原因。開關頻率的提高一方面減小了電源的體積和重量，另一方面也導致了更為嚴重的EMI問題。如何減小產品的EMI，使其順利通過FCC或IEC1000等EMC標準論證測試，已成為目前急須解決的問題。圖11 EMI分析
具體電路如圖1所示。
輸入為交流220V，經功率二極管整流橋變為直流作為反激變換器的輸入，輸出為三組直流：＋5V，15V，12V，另外有一輔助電源5V，用來給光耦PC817供電。控制電路用反饋控制，選用TOPSwicth系列的TOP223Y芯片。
開關電源工作時，其內部的電壓和電流波形都是在非常短的時間內上升和下降的，因此，開關電源本身是一個噪聲發生源。開關電源的干擾按噪聲源種類分為尖峰干擾和諧波干擾兩種。使電源產生的干擾不至于對電子系統和電網造成危害的根本辦法是削弱噪聲發生源，或者切斷電源噪聲和電子系統、電網之間的耦合途徑。
本電路中，交流輸入電壓Ui經功率二極管整流橋變為正弦脈動電壓，經電容C12平滑后變為直流，但電容電流的波形不是正弦波而是脈沖波。如圖2所示。
由圖2中電流波形可知，電流中含有高次諧波。大量電流諧波分量流入電網，造成對電網的諧波污染。另外，由于電流是脈沖波，使電源輸入功率因數降低。
2.1 高次諧波的抑制
在電路中采用共模扼流圈L11來抑制高次諧波。
對開關電源二根進線而言，存在共模干擾和差模干擾，如圖3（a）及圖3（b）所示。
在差模干擾信號作用下，干擾源產生的電流i，在磁芯中產生方向相反的磁通Φ，磁芯中等于沒有磁通，線圈電感幾乎為零。因此不能抑制差模干擾信號。
在共模干擾信號作用下，兩線圈產生的磁通方向相同，有相互加強的作用，每一線圈電感值為單獨存在時的兩倍。因此，這種接法的電磁線圈對共模干擾有很強的抑制作用。
電路中在電網與整流橋之間插入一共模扼流圈，該扼流圈對電網頻率的差模網側電流呈現極低的阻抗，因而對電網的壓降極低；而對電源產生的高頻共模噪聲，等效阻抗較高，因而可以得到希望的插入損耗。
2.2 扼流圈L11與C11組成低通濾波器
扼流圈L11的等效電感為L，以電源端作為輸入，電網方向作為輸出，則電路圖如圖4所示。
其傳遞函數幅值為
如圖5所示。由此可見，以上LC網絡組成的低通濾波器，可濾除ω0=1/LC11以上的高次諧波。
2.3 共模和差模濾波器方案
本電路主要的EMI問題是電源噪聲傳入電網，將原來的共模扼流圈L11與電容C11及C12組成的濾波電路變為如圖6所示電路。L1，L2，C1可除去差模干擾，L3，C2，C3可除去共模干擾。L1，L2為不易磁飽和的材料；C1可選陶瓷電容；L3為共模扼流圈；選定C=C2=C3及截止頻率fo，則可根據L3=1/〔(2πfo)2C〕計算L3；選定C1及截止頻率fo，可根據L1=L2=1/〔2(2πfo)2C1〕計算L1及L2。
2.4 緩沖電路
由于開關的快速通斷，開關電流、電壓波形為脈沖形式，產生噪聲污染，增大了電源輸出紋波，影響了電源的性能。
在電路中，輸入為交流220V，經整流后電容上的電壓約為交流有效值的1.2～1.4倍，即最大時為Ucm=220×1.4=308V。另外，變壓器副邊折合到原邊的電壓Up=Un×88/9，Un取副邊第一繞組的電壓，一般為9V左右，使穩壓輸出為5V。則Up=88V。因此，開關關斷時所要承受的總電壓Ut=Ucm＋Up=308＋88=396V。可見有必要對開關進行過壓保護。電路選用的TOPSwitch開關芯片，其內部有過壓保護和緩沖電路。為保險起見，還增加了外部的緩沖電路，由R和C組成。
未加入緩沖電路和加入緩沖電路之后開關管電壓ut和管電流ic及關斷功耗pt的波形如圖7(a)及圖7（b）所示。加RC緩沖電路后，開關電壓上升速率變慢，噪聲減弱，抑制了EMI，并且開關功耗變小，使管子不致因過流過熱而損壞。緩沖電路中的R在開關開通，電容C放電時起限流作用，避免對開關管的沖擊。
對于開關開通時的電流沖擊，由于有變壓器原邊線圈Np的限流，在電路中沒加限流電感。
2.5 光電隔離
Flyback電路中使用PC817光耦對主電路和控制電路進行隔離。電源電路中，開關的控制非常重要，精度、穩定性要求高，且控制電路對噪聲敏感，一旦有噪聲，控制電路中的控制信號就會紊亂，嚴重影響電源的工作和性能。因此，用PC817將電源中的兩部分進行隔離，這樣便防止了噪聲通過傳導的途徑傳入到控制電路中。
3 結語
通過EMI分析及采用相應的抑制方法，設計的開關電源具有抗電磁干擾性強，電源穩定性高的特點。在縫紉機伺服控制系統中，滿足了對三菱模塊（IPM）的驅動控制，使電機運行安全可靠、穩定。