0 引言

目前，諧波抑制的一個(gè)重要趨勢(shì)是采用有源電力濾波器(Active Power Filter—APF)。而該濾波器性能的好壞與它所采用的諧波電流檢測(cè)方法有很大關(guān)系。因此，如何實(shí)時(shí)準(zhǔn)確地檢測(cè)出非線(xiàn)性負(fù)載電流中的諧波及無(wú)功電流是有源電力濾波器(APF)的關(guān)鍵技術(shù)。瞬時(shí)功率理論是最適合有源電力濾波器對(duì)諧波進(jìn)行實(shí)時(shí)檢測(cè)的方法，目前基本上采用低通濾波器濾波(LPF)方式得出基波電流分量，然后與被檢測(cè)電流相減，最終得出諧波電流分量。本文則給出另一種方法，即直接使用高通濾波器(HPF)來(lái)得到諧波電流分量，而不再需要與被檢測(cè)電流相減，從而使檢測(cè)裝置得到進(jìn)一步簡(jiǎn)化。

1 基本原理

以三相電路" target="_blank">三相電路瞬時(shí)無(wú)功功率理論為基礎(chǔ)，采用同步旋轉(zhuǎn)park變換的d-q的基本思想是將a-b-c坐標(biāo)系下的電流量變換到d-q兩相正交坐標(biāo)系下來(lái)研究。設(shè)三相電壓、電流是平衡且無(wú)零軸分量，那么，將三相負(fù)載電流iLa、iLb、iLc變換到d-q坐標(biāo)系下，可得：
 

其中，C1為Park變換矩陣C的一部分：
 

(2)式中的C1與ip、iq運(yùn)算方式中的C32C是相同的，ip、iq的運(yùn)算方式可參考有關(guān)資料。

其中：
 

事實(shí)上，也可以將(1)式中的id、iq表示成如下形式：
 

然后，對(duì)公式(1)進(jìn)行反變換，就可以得到a-b-c坐標(biāo)下的三相諧波電流值：
 

上述分析是只檢測(cè)負(fù)載諧波電流的情況，如果需同時(shí)檢測(cè)無(wú)功電流分量，則令式(1)中的iq=0即可。此外，對(duì)于三相電壓不對(duì)稱(chēng)、電壓波形畸變的系統(tǒng)，該方法仍然有效。在電流不對(duì)稱(chēng)時(shí)，對(duì)于三相三線(xiàn)制系統(tǒng)，上述方法也仍然有效；而對(duì)于三相四線(xiàn)制系統(tǒng)，則需要將零序分量從各電流中剔除，然后重復(fù)各步驟。該諧波檢測(cè)方法的原理圖如圖1所示。其中PLL為鎖相環(huán)，可用來(lái)產(chǎn)生與電源電壓同步的標(biāo)正余弦函數(shù)。
 

2 MATLAB仿真結(jié)果及分析

采用MATLA的SIMULINK軟件進(jìn)行仿真時(shí)，其檢測(cè)電路模型可按照?qǐng)D1的原理進(jìn)行搭建，模型的參數(shù)選擇為：電源為工頻220 V，電源支路上的，Rs=0.3Ω，Ls=0.3 mH；諧波源為三相整流橋電路的交流側(cè)電流，直流側(cè)接的電阻電感負(fù)載R1=8Ω，L1=80 mH。這種情況下，整流橋的交流側(cè)電流可近似為方波。其仿真波形如圖2所示。

其中，圖2(a)為a相電網(wǎng)電壓ea和被檢測(cè)電流ila波形圖，b、c兩相的電壓和電流波形相同，但相位分別滯后120°和240°。圖2(b)和圖2(c)分別為采用高通和低通濾波器所得到的諧波分量波形，而圖3則分別給出了采用低通濾波器所得到的諧波分量頻譜圖，由圖可見(jiàn)，其高通和低通兩波形基本一致，同時(shí)兩頻譜圖也基本一致，這說(shuō)明該方法能準(zhǔn)確檢測(cè)出諧波分量。
 

3 結(jié)束語(yǔ)

本文對(duì)該諧波檢測(cè)方法進(jìn)行了理論分析。該方法根據(jù)瞬時(shí)無(wú)功功率理論，將三相整流電路交流側(cè)電流經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換得到id、iq，然后利用高通濾波器(HPF)分離出其中的交流分量，再經(jīng)過(guò)坐標(biāo)反變換獲得諧波電流分量，最后進(jìn)行MATLAB仿真實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，與低通濾波方法相比，該方法不僅能快速準(zhǔn)確地檢測(cè)出諧波分量，而且能使諧波檢測(cè)得到進(jìn)一步簡(jiǎn)化。