1、引言

　　隨著電子技術和計算機技術的迅猛發展，國內開展先進飛機配電系統研究的技術手段已比國外八十年代好得多， 對固態功控系統研究，就是基于目前飛機配電系統的發展應運而生的，目前市場上的均為單開關結構，最近多開關的 SSPC 組已經處于研發之中，SSPC 組共享大規模控制芯片，可進一步提高功率密度和擴展功能。現在國外對進行研究的公司有美國的印和立奇等，國內對的研究處于工程樣機階段。

　　2、系統總體結構框圖

　　如圖 1 所示，每路 SSPC 取樣電阻上的電壓經過調理電路和低通濾波器以后，送到 4 通道 A/D 轉換器的一個模擬輸入端，A/D 轉換器的數據輸出端、狀態信號和控制信號分別接到 CPLD 的 I/O 引腳，便于程序控制 A/D 轉換器的動作。CPLD 另外的 I/O 口可以配置為 MOSFET 的開關命令輸出口線、SSPC 的狀態輸出口線和與上位機相連的控制命令輸入口線;CPLD 自身提供的 JTAG BST 電路，可以方便的測試系統內部器件之間的連接和檢驗器件的操作。

　　3、硬件設計

　　3.1 邏輯控制器件

　　根據設計要求，需要集成多個 SSPC 在一塊電路板上，如果完全用分離元件來實現，數字電路的體積相當龐大，因此我們采用復雜可編程邏輯器件 -CPLD。ALTERA 公司的可編程邏輯器件在工業界是最快和最大的，該公司的 PLD 器件不僅具有 PLD 的一般優點，而且還有如下一些優勢：高性能、高集成度、價格合理、開發周期較短和利于編程。

　　根據軟件所需要的資源，邏輯主控芯片采用 ALTERA 公司的 MAX3000A 系列芯片中的 EPM3256ATC144-10，相對于 MAX7000 系列，MAX3000A 系列的 I/O 電壓為+3.3V，而 MAX7000 系列的 I/O 電壓為+5V，一般來說，對于控制信號的輸出，+5V 電壓可靠性高些，但是低電壓、低功耗是以后的發展趨勢，并且也利于以后的換代產品的設計，而對于可靠性的考慮可以通過加強外圍電路的設計來達到系統設計的要求。

　　3.2 電力 MOSFET 的驅動電路

　　控制命令經過光耦隔離輸出后，接到比較器 LM311 的正相輸入端，比較器的反相輸入端輸入的是參考電平 Vref，取 Vref=3V。當 DRV_SSPC1=1 時，光耦輸出高電平，比較器正相輸入端電壓大于反相輸入端電壓，比較器輸出 DRC_OUT 為高電平：當 DRV_SSPC1=0 時，光耦輸出低電平，比較器正相輸入端電壓小于反相輸入端電壓，比較器輸出 DRC_OUT 為低電平;比較器的輸出端接低值電阻 R30，目的是與電力 MOSFET 的 G 極和 D 極間寄生電容構成一定時間的阻容延時，保證 MOS 管的導通時間不至于太快或太慢，減小寄生振蕩，該電阻值應隨被驅動器件額定電流值的增大而減小。

　　3.3 信號采集電路

　　1、模擬量采集電路。信號采樣！調理的方塊圖如圖 3 所示。模擬信號經過隔離電路，得到取樣電壓，經過一定比例的放大，通過跟隨器進行阻抗匹配，最后經過濾波處理，濾去信號中的交流分量，得到的信號就可以送到 A/D 轉換器的模擬輸入端。

　　需要模數轉換的模擬電壓信號為直流電壓信號，范圍大概在 0V-7V 之間，由于 SSPC 在電路中是用來作為負載的一個開關保護措施， 因此，要求其動作時間盡可能的快，細化到電路的每一個環節，就要求 A/D 轉換器的轉換時間盡量小，在 A/D 的轉換精度和轉換時間之間權衡，得出一個折中的方案。經過對比，采用 AD 公司的 12 位的 A/D 轉換器 AD7874，這是一款 4 通道同時采樣，12 位快速低功耗的 A/D 轉換器，內部包括一個 12 位高速模數轉換器、片上時鐘和四個采樣 / 保持器。這樣，避免了四個輸入通道共享一個采樣 / 保持器所帶來的問題一通道間采樣出現相位差。

　　2、開關量采集電路。開關量主要有兩個：表示負載狀態的 STA_LOAD 和表示電力 MOSFET 狀態的 STA_SSPC。規定：當負載的電流大于 SSPC 額定電流的 15%時，表示負載狀態的開關量 STA_LOAD 為低（0）;當 MOSFET 處于導通狀態時，表示 MOSFET 開通關斷狀態的開關量 STA_SSPC=1。通過對 CPLD 采集到的 A/D 通道的數據進行判斷：當 i_load 大于負載電流的 15%時，表明負載導通，置 STA_LOAD0;當 i_load 小于負載電流的 15%時，表明負載不工作，置 STA_LOAD 為 1。STA_LOAD 通過 CPLD 的 I/O 口輸出。

　　3、I/O 驅動與隔離電路設計。CPLD 與外圍器件接口時，應考慮驅動能力，在中間添加驅動器和隔離器件，以保護 CPLD 不受損害。因為比較器是 12V 供電，所以出來的狀態量信號為 12V 信號，而邏輯判斷模塊的 CPLD 是 3.3V I/O 供電和 2.5 V 內核供電，因此對 SSPC 狀態信號的采集和控制信號的輸出都需要經過電平轉換和電氣隔離，具體采用光耦隔離的方式，既實現了電氣隔離，又實現了電平轉換。當控制信號從 CPLD 輸出時，因光耦的驅動電流相對較大（20mA 左右），如果直接從 CPLD 輸出來驅動，就會使 CPLD 因電流太小而無法驅動，因此實際中采用六通道反相器 74HC04 來做光耦前一級的驅動。而對輸入 CPLD 的信號，因為是從光耦輸出來的，電流一般不大（Ic《5mA ），所以可以不用反相器來驅動。

　　3.4 電源電路

　　在目前的實驗系統中，SSPC 的供電由市電經變換得來。它所使用得電源種類較多，包括 2.5V， 3.3V， +5V，-5V， 12V 等。其中，2.5 V 為 CPLD 核心所使用的電源，CPLD 的 I/O 引腳需要使用 3.3V 的電源，+5 V 電源用于一些外設器件和參考標準，12V 電源主要用于運算放大器和比較器。3.3V 和 2.5V 電源都是由 5V 電源變換得到的。5V 和 12V 則采用了 ANSJ 公司生產的 AC/DC 電源模快得到，這類電源使用簡單，具備高功率、高效率、寬輸入范圍、低噪聲、可靠及應用簡易等優點，且結構緊密，具有優良的輸出編程和低待機損耗等特性，具備輸出過壓保護及過溫關機功能。圖 4 是 5V 轉 2.5V 和 3.3V 的電源電路，采用了輸出電壓連續可調的器件 LM317。它可以提供高達 1.5A 電流，而且電壓調整方便，非常適合 CPLD 的供電要求。如圖 4 中的 2 圖所示，輸出電壓 VCCINT=1.25（1+R1/R2）+IADJR2。

　　4、可編程邏輯區設計

　　1、A/D 數據采集模塊。利用狀態機的概念，一個步驟對應一個狀態，每個狀態賦予 CPLD 特定的功能。將 AD7874 的工作大致分為 10 個步驟區間。AD7874 轉換的量化噪聲與輸出位數和量化步長有關，輸出位數越多，量化步長越小，則量化噪聲越小。實際 A/D 轉換器多為定點制，動態范圍為±1，輸出最大值為 1。如果只考慮量化噪聲，則輸入信號信噪比為

　　如果 AD7874 為 12 位，則 SNR=70dB 左右，在應用中一般已經足夠，字長過長并不是非常必要，因為輸入模擬信號本身有一定的信噪比，A/D 轉換器的量化噪聲比模擬信號的噪聲電平更低是沒有意義的。

　　2、開關量采集模塊。上位機下傳的控制信號，由于存在各種干擾，使得開關量在實驗中經常出現抖動，另一方面，電路中經過比較器得到的開關量（如 STA _SSPC），由于主電路中的電流不穩定，偶爾出現電流過沖，使得送到 CPLD 的開關量信號也會出現抖動;這些都會導致 SSPC 經常誤動作，為此，需要設計一個專門的開關量去抖動電路，降低 SSPC 誤動作的概率。實際中采用的是延遲電路后級加上 R-S 觸發器，具體的工作原理如下所述：先將輸入信號先引至輸入端，經過兩級的 D 觸發器延遲后，然后再通過 RS 觸發器作處理。

　　3、整個數據分析過程包括以下幾部分：

　　（1） 當電流在額定范圍內，SSPC 正常工作;

　　（2） 電流大于額定電壓，小于額定電壓的 800%時，SSPC 進入反時限保護;

　　（3） 當電流大于額定電流的 800%時，SSPC 立刻跳閘。

　　4、邏輯判斷模塊。邏輯判斷模塊將采集到的電流信號、接收到的控制命令和內部狀態，經過邏輯判斷后，綜合得出電力 MOSFET 的導通 / 關斷指令，作為驅動電路的輸入信號。程序流程如圖 5 所示。在對 SSPC 的控制中，最容易出現的問題就是誤動作，為此，采用了較為復雜的控制邏輯，以此降低 SSPC 誤動作的概率。SSPC 的控制是通過“相鄰兩位、多條指令”兩個步驟來完成的，只有幾個條件同時滿足才能使 SSPC 動作，缺一不可，這就大大降低了 SSPC 誤動作的概率。