0 引言
運算放大器是數(shù)據(jù)采樣電路中的關鍵部分，如流水線模數(shù)轉換器等。在此類設計中，速度和精度是兩個重要因素，而這兩方面的因素都是由運放的各種性能來決定的。
本文設計的帶共模反饋的兩級高增益運算放大器結構分兩級，第一級為套筒式運算放大器，用以達到高增益的目的；第二級采用共源級電路結構，以增大輸出擺幅。另外還引入了共模反饋以提高共模抑制比。該方案不僅從理論上可滿足高增益、高共模抑制比的要求，而且通過了軟件仿真驗證。結果顯示，該結構的直流增益可達到80 dB，相位裕度達到80°，增益帶寬為74 MHz。
1 運放結構
通常所用的運算放大器的結構基本有三種，即簡單兩級運放、折疊共源共柵和套筒式共源共柵。其中兩級結構有大的輸出擺幅，但是頻率特性比較差，一般用米勒補償，可使得相位裕度變小，因而電路的穩(wěn)定性會變差；套筒式的共源共柵結構，雖然頻率特性較好，又因為它只有兩條主支路，所以功耗比較小。但是這些都是以減小輸入范圍和輸出擺幅為代價的。因此，為了緩解套筒式結構對輸入電壓范圍的限制，本文提出了折疊式運算放大器結構的思路。折疊式結構比套筒式結構有更大的輸入共模電平范圍，但卻以減小增益和帶寬，增大噪聲和功耗為代價的?？紤]到折疊共源共柵輸入級結構的功耗比較大，因此，本文選擇套筒式共源共柵結構作為輸入級，最后選擇了如圖1所示的全差分結構的兩級運放結構。
1．1 主運放結構
全差分運算放大電路對環(huán)境噪聲具有更強的抑制能力。而套筒式結構則具有高增益、低功耗以及頻率特性好等特點。因此，第一級放大結構(即M0～M8)采用套筒式全差分放大器結構作為輸入級。第二級(即M9～M11)為共源結構，以改善套筒式結構輸出擺幅小的缺點，同時相應提高運算放大器的開環(huán)增益。但是，隨著級數(shù)的增加，必然會增加電路的零極點，這對系統(tǒng)穩(wěn)定性的要求更高。因此，必須引入補償電容C3來補償額外的極點，使電路的相位裕度能滿足要求，并使性能穩(wěn)定。另外，圖1申的VB1用于提供尾電流鏡偏置，VB2和VB3分別用于為PMOS和NMOS提供靜態(tài)直流偏置，這三個偏置電壓均提供有偏置電路。
對該運算放大器進行小信號分析，可以計算出第一級套筒式全差分結構的放大倍AV1，公式為：
A v1≈g2[(gm4τ2τ4)·(gm6τ6τs)]
其中，gm2、gm4、gm6分別表示M2、M4、M6的跨導，r2、r4、r6、r8分別表示M2、M4、M6、M8管的輸出電阻。
第二級共源級放大結構的單端放大倍AV2可用下式計算：
AV2=-gM10r10
其中，gM10、r10分別表示M10管的跨導和輸出電阻。因此，整個米勒補償型運算放大器的開環(huán)增益A v可以用第一級和第二級的放大倍數(shù)之積來表示：
A v="A" v1A v2
1．2 共模反饋電路
由于本設計采用的是全差分結構，所以，為了通過穩(wěn)定直流來穩(wěn)定輸出共模電壓，保證輸出級工作于線性區(qū)，通常需要一個共模反饋(CMFB" title="CMFB">CMFB)電路。共模反饋電路一般有兩種類型。一種為連續(xù)時間式，另一種為開關電容式。本設計采用的是開關電容式結構，圖2所示是開關電容式共模反饋電路。其中S1～S6為開關，C1～C4是共模反饋電容，Vout+和Vout-是運放的輸出電壓，ψ1和ψ2是兩相不交疊的時鐘信號。VCM是理想共模輸出電壓，Vb1是理想的共模偏置電壓，Vb2是實際的共模偏置電壓，即運放中電流源的控制電壓。實際中，S1～S6的開關都是由NMOS管實現(xiàn)的。
1．3 偏置電路
偏置電路主要用于提供折疊共源共柵放大器及共模反饋的偏置電壓。本文采用如圖3所示的寬擺幅電流源偏置電路結構。在共源共柵輸入級中，通常需要三個電壓偏置。為了使輸入級的動態(tài)范圍大一些，圖3中的寬擺幅電流源用來產生所需要的三個偏置電壓。根據(jù)寬擺幅電流源的設計要求，設計時必須滿足以下關系式：
2 電路仿真結果
采用HSPICE電路仿真工具，并利用上華0．6μm CMOS" title="CMOS">CMOS工藝模型參數(shù)，可對電路進行仿真，仿真結果顯示：該運放的開環(huán)直流增益為80 dB，相位裕度80度，單位增益帶寬74 MHz。圖4為其幅頻及相頻特性曲線。由圖4可見，電路功耗為1．9 mW；差動輸出范圍為-2．48～2．5 V；電源電壓為2．5 V。
3 結束語
本文給出了一種低電壓全差分套筒式運算放大器的設計方法，同時對該設計方法進行了仿真，從仿真結果可以看出，在保證高增益、低功耗的同時，該設計還可以滿足20 MHz流水線模數(shù)轉換器中運放的設計要求。